引言：和降壓控制器類似，升壓控制器也有多種工作模式，在中/重負載模式工作時，控制器以固定頻率連續規律工作，在輕載模式下則有多種模式可選，本節簡述控制器的多種工作模式和其多相使用方式。

1.工作模式

控制器輕載工作模式支持在低負載電流下進入高效的突發、恒定頻率、脈沖跳躍和連續傳導（BCM，PSM，CCM）模式，要選擇模式，可以查看控制器說明配置外圍引腳。

BCM：突發模式，在開關周期內，電感電流總會到0，意味著電感被適當地“復位”，即功率開關閉合時，電感電流為零。

突發模式比較器控制開關管工作，開關管工作的時間很短，停止工作的時間很長，極大的降低了開關損耗，在此期間，芯片內部的許多功能停止工作，減小內部靜態電流的消耗，因此提高了系統的效率。另一方面由于開關管停止工作的時間很長，輸出電容將維持輸出的負載的能量，輸出電容的電壓降低幅度較大，因此輸出電容的紋波電壓大，即輸出的紋波電壓大。突發工作模式比較器的上下門限電壓決定了輸出電壓紋波值。

圖5-1：12V->24V； Load=500mA->7A；突發模式BM

PSM：為了維持輸出電壓的調節，開關管的開通時間將減小，直到達到控制器的最小導通時間。開關管的開通時間達到控制器的最小導通時間后，若負載電流仍然的降低，控制器就必須屏蔽掉即跳掉一些開關脈沖，以維持輸出電壓的調節，這種控制方法即為脈沖跳躍模式。脈沖跳躍模式，控制器監控電感電流，一旦檢測到電流等于0，功率開關立即閉合。當下管的電流接近于0時，系統就工作在非同步的方式，也就是下管不工作，依靠下管內部寄生的反并聯二極管，提供續流回路。控制器總是等電感電流“復位”來激活開關，如果電感值電流高，而截止斜坡相當平，則開關周期延長。

圖5-2：12V->24V；Load=500mA->7A；脈沖跳躍模式PSM

CCM：連續導通模式，在一個開關周期內，電感電流從不會到0，或者說電感從不“復位”，意味著在開關周期內電感磁通從不回到0，功率管閉合時，線圈中還有電流流過。

圖5-3：12V->24V； Load= 500mA->7A；強制連續模式CCM

圖5-4：輕載下的電感電流（雙相）；12V->24V；Load=200uA

連續工作模式下，輕載時的效率低于突發模式操作，但是連續工作具有輸出電壓波紋低、對音頻電路干擾小的優點，因為它保持著獨立于負載電流的恒頻運行。

脈沖跳躍模式時，控制器在輕負載下以PWM脈沖跳躍模式工作。在這種模式下，恒頻運行維持在設計最大輸出電流的大約1%以下。在非常輕的負載下，電流比較器ICMP可能在幾個周期內保持關閉，并迫使外部底部MOSFET在相同數量的周期內保持關閉（即跳過脈沖）。電感器的電流不允許反轉，與強制連續操作一樣，與突發模式操作相比，具有低輸出紋波、低音頻噪聲和減少射頻干擾。它提供了比強制連續模式更高的低電流效率，但遠不如突發模式操作高。

2.頻率選擇/同步和鎖相環

開關頻率的選擇是效率和組件大小之間的權衡，低頻工作通過減少MOSFET開關損耗來提高效率，但需要更大的電感和/或電容來保持低輸出紋波電壓，部分控制器的開關頻率可以使用FREQ引腳進行選擇。

當Vin高于Vout電壓時，升壓控制器可以根據模式、電感電流和VIN電壓的不同而表現不同，關于這一點，可以查看不同控制器的說明。控制器的內部鎖相環PL，由相位頻率檢測器、低通濾波器和壓控振蕩器（VCO組成，PLL允許底部MOSFET的開啟被鎖定信號施加到180度失相位。若為雙通道，允許通道1的底部MOSFET的打開將被鎖定到施加于PLLIN/MODE引腳的外部時鐘信號的上升邊緣，因此通道2的底部MOSFET的開啟與外部時鐘失相180度。一般來說控制器只能同步到一個外部時鐘，其頻率在控制器的內部VCO范圍內，即名義上是55kHz到1MHz，實際保證鎖定在75kHz到850kHz之間。

快速鎖相可以通過使用FREQ引腳設置一個接近期望的自用運行同步頻率，VCO的輸入電壓在與FREQ引腳設置的頻率對應的頻率上被預偏置。一旦預偏置，PLL只需要稍微調整頻率來實現鎖相和同步。雖然不要求自由運行的頻率接近外部時鐘頻率，但這樣做避免工作頻率通過PLL鎖定偏差過大。

3.兩相單輸出工作

如圖5-5兩相單輸出轉換器，其中兩個通道的輸出連接在一起，并且兩個通道具有相同的占空比。在兩相運行時，兩個通道運行180度失相，這有效地交織了輸出電容器電流脈沖，大大降低了輸出電容器紋波電流，因此可以放寬對電容器的ESR的要求。由于輸出電容器中的紋波電流是一個方波，因此對輸出電容器的紋波電流的要求取決于占空比、相位數和最大輸出電流。

圖5-5：兩相電流波形

在兩相配置中，如圖5-6所示，歸一化輸出電容器紋波電流作為占空比的函數。要為輸出電容器選擇一個紋波電流額定值，首先根據輸出電壓和輸入電壓的范圍建立占空比范圍，選擇最壞情況下的高歸一化紋波電流作為最大負載電流的百分比。

圖5-6：升壓轉換器的標準化輸出電容激波電流（RMS）

一般需要并行放置多個電容器，以滿足ESR和RM當前的要求，固體鉭，特殊聚合物，鋁電解和陶瓷電容器都可以使用，其中陶瓷電容器具有優良的低ESR特性，具有較高的電壓系數，但單個容值有限，OS-CON和POSCAP電容器可提供低ESR和高波紋電流額定值。

4.多相操作和拓撲

對于需要大電流的輸出負載，可以級聯多個控制器錯相工作，以提供更多的輸出電流，同時減少輸入和輸出電壓紋波。PLLIN/MODE引腳允許控制器與另一個控制器的CLKOUT信號同步。CLKOUT信號可以連接到以下控制器的PLLIN/MODE引腳，以排列整個系統的頻率和相位。用PHASMD引腳配置相位差（CH1和CH2之間）為120°、180°或240°。圖5-7至圖5-10顯示了3、4、6或12相操作所需的連接，共可以級聯12個控制器，同時錯相運行。

當在多個控制器控制相同輸出的多相應用中改變輸出電壓時，需要同步所有控制器之間的變化，可以通過兩種方式來實現：

1：使用命令為所有控制器設置一個公共地址，然后將新的輸出電壓值寫入這個公共地址，以便所有控制器同時接收新值。

2：使用組命令協議（GCP）。GCP確保所有接收到輸出更改命令的從器件同時啟動更改。

設定控制器1的兩相差240°，然后控制器2的一個相位插入0°和240°之間，形成0°/120°/240°的三相。

圖5-7：三相組合配置

設定控制器1的兩相為0°和180°，然后控制器2的兩相是控制器1的兩相整體加90°，形成四相。

圖5-8：四相組合配置

設定控制器1的兩相為0°和180°，然后控制器2的兩相是控制器1的兩相整體加60°，最后控制器3的兩相是控制器2的兩相整體加60°，一起形成六相。

圖5-9：六相組合配置

十二相的配置如下：

圖5-10：十二相組合配置

5.四相使用示例

如圖5-11所示是四相使用示例，四相搭配四個功率級，輸出24V-20A。

圖5-11：多相使用

圖5-12：圖5-11的電流圖

圖5-12是圖5-11的關鍵節點電流波形，IL1至IL4疊加，增加了紋波頻率，但降低了輸入/輸出紋波電流的均方根值RMS，從而節省輸入/輸出電容器數量。