汽車應用電路必須滿足嚴格的EMI標準，以避免干擾廣播和移動服務頻段。在很多情況下，Silent Switcher和Silent Switcher 2解決方案在滿足這些標準方面可以發揮重要作用。但是，在任何情況下，都必須要精心布局。本文專門討論4開關降壓-升壓型控制器的兩種可能解決方案，并比較EMI室的測量結果。

4開關降壓-升壓轉換器將降壓和升壓控制器結合在單個IC中，當輸出低于輸入時，轉換器用作降壓器；當輸出高于輸入時，轉換器用作升壓器。在輸出和輸入接近的區域中，所有四個開關都可以工作。

功率產品研究團隊利用ADI公司位于加州圣克拉拉的內部EMI室，對原始雙熱回路同步布局的有效性進行了研究，看看能否使用替代布局來降低EMI噪聲以通過EMI標準。

雙熱回路布局要求將熱回路陶瓷電容對稱放置在功率MOSFET周圍，以遏制EMI噪聲。ADI公司獨特的檢測電阻位置——在電感旁邊且在熱回路外部——使得這些回路可以非常小，從而最大限度地降低熱回路的天線效應。為了實現這種對稱性并使開關節點能夠到達附近的電感，需要開關節點過孔，而這可能會影響熱回路區域。研究團隊利用符合CISPR 25標準的EMI室發現，裸露的開關節點和較大熱回路面積會產生干擾性傳導EMI，尤其是在>30 MHz（FM無線電頻帶）時，這是最難衰減的頻率范圍。

對于具有單個熱回路的原始降壓-升壓布局，通過重新布置功率MOSFET和熱回路電容可以改善其最小熱回路。這種布局稱為單熱回路，與之相對應的是雙熱回路。使用單個熱回路的好處是不僅開關損耗較小，而且能夠衰減>30 MHz的傳導發射(CE)，因為熱回路面積和開關節點的裸露部分已最小化。其有效性已通過如下方式得到驗證：使用相同的控制器IC和相同的功率器件，比較新布局與雙熱回路布局的EMI噪聲。實驗使用了一個4個開關降壓-升壓控制器 LT8392及其兩種版本的演示電路（DC2626A rev.2和rev.3）。

布局比較

圖1顯示了雙熱回路和單熱回路的布局與裝配板照片。每個板都有四層：頂層（第1層）、第2層、第3層和底層（第4層）。但是，圖中僅顯示了頂層和底層。如圖1(a)所示，熱回路電容位于中心MOSFET的左側和右側，形成相同的熱回路。開關節點過孔用于通過底層（如圖1(c)所示）和第3層將開關節點SW1和SW2連接到主電源電感。SW1和SW2頂層銅節點采用大面積布局，以耗散電感和MOSFET的熱量。但同時，大部分裸露的SW1和SW2銅節點成為EMI輻射源。如果電路板安裝在底盤接地附近，則底盤和開關節點銅之間會形成寄生電容。它使高頻噪聲從開關節點流到底盤接地，影響系統中的其他電路。在符合CISPR 25標準的EMI室中，高頻噪聲流過EMI設置和LISN的接地臺。裸露的交換節點還會充當天線，引起輻射EMI噪聲。

然而，單熱回路在底層沒有裸露的開關節點銅，如圖1(d)所示。在圖1(b)所示的頂層，熱回路電容僅放置在MOSFET的一側，這使得開關節點可以連接到電感而無需使用開關節點過孔。

圖1.雙熱回路和單熱回路的布局與照片

在單熱回路布局中，頂部和底部MOSFET不對齊，但其中一個旋轉90°以使熱回路盡可能小。圖1(e)和圖1(f)中的黃色高亮框比較了雙熱回路與單熱回路的熱回路大小。這些框表明，單熱回路的熱回路為雙熱回路的一半。

應當注意，圖1(a)所示的雙熱回路的兩個0402熱回路電容未被使用，并且1210熱回路電容被擠壓到MOSFET以使熱回路最小。

剝離0402電容焊盤附近的阻焊層，以使1210電容連接良好。另外，電感焊盤附近的阻焊層被移除，以在單熱回路電路中使用該同一電感。熱回路越小，意味著回路的總電感越小。因此，開關損耗得以減少，開關節點和開關電流的LC振鈴也得以衰減。另外，較小的回路有助于降低30 MHz以上的傳導EMI，因為電磁輻射騷擾會影響該范圍內的傳導EMI。

ADI公司的專有峰值降壓/峰值升壓電流模式控制方案使得4開關降壓-升壓控制器可以形成最小的熱回路。電流檢測電阻與主電感串聯。相比之下，競爭對手的控制器使用谷值降壓/峰值升壓電流模式控制方案，其中電流檢測電阻應放在底部MOSFET的源極和地之間。圖2顯示了此類器件之一的推薦降壓-升壓布局。如黃框所示，熱回路大于雙熱回路或單熱回路。此外，檢測電阻的寄生電感增加了熱回路的總電感。

圖2.競爭器件LM5176的推薦降壓-升壓布局

EMI比較

雙熱回路和單熱回路的EMI是在符合CISPR 25標準的EMI室中測量，結果顯示于圖3中。圖3還給出了CISPR 25 Class 5標準限值。EMI結果繪制在同一圖中以比較差異，雙熱回路用黃線標示，單熱回路用紅線標示。灰線是在環境條件下測得的本底噪聲。如圖4所示，雙熱回路的底層的裸露開關節點用銅帶屏蔽接地，以顯示該較小熱回路的效果如何。沒有銅屏蔽的雙熱回路的輻射遠高于圖3中的結果。輸出為12 V、8 A，輸入電壓設置為13 V，以使電路工作在4開關切換模式。

圖3.雙熱回路和單熱回路的EMI比較曲線：(a) 電壓法傳導發射峰值和均值，(b) 電流探針法傳導發射50 mm峰值和均值，(c) 電流探針法傳導發射750 mm峰值和均值，(d) 輻射發射垂直峰值和均值。

圖3(a)分別顯示了電壓法傳導發射的峰值和均值。單熱回路在30 MHz以上的CE要低5 dBμV，滿足CISPR 25 Class 5標準對峰值和均值CE的要求，而雙熱回路在FM和VHF頻段（68 MHz至約108 MHz）的均值有過沖，如黃色高亮框所示。

請注意，在該頻率范圍內降低5 dbμv非常有挑戰性。單熱回路不僅在30 MHz的高頻范圍（這是最難衰減的區域）有效，在包括AM頻段（0.53 MHz至約1.8 MHz）的低頻(<2 MHz)范圍也有效。輻射總是越低越好，尤其是當其為CE時，因為這會影響所有電連接的系統。

電流探針方法是CISPR 25 Class 5指定的另一種測量方法。它在距離DUT 50 mm和750 mm的兩個不同位置測量共模傳導發射，而電壓方法測量共模和差模的混合傳導發射。圖3(b)和3(c)比較了雙熱回路和單熱回路的電流探針法傳導發射。結果表明，單熱回路在30 MHz以上（尤其是FM頻段）具有更低的傳導發射，如黃色高亮框所示。與電壓法傳導發射不同，在AM頻段周圍的低頻處，單熱回路相對于雙熱回路沒有顯著優勢。

圖4.雙熱回路的底層的屏蔽開關節點

最后，圖3(d)顯示了兩種不同降壓-升壓布局的輻射發射(RE)。結果幾乎相同，不過雙熱回路的尖峰在大約90 MHz時，比單熱回路高5 dbμv/m。

熱比較

圖5顯示了雙熱回路和單熱回路的熱比較。熱圖像是在9.4 V輸入電壓和SSFM開啟的情況下測得。9.4 V是4開關工作區域的最低點，此后工作模式切換到輸出電壓為12 V的2開關純升壓模式。因此，測試條件最為惡劣。雙熱回路的最熱元件、升壓側底部MOSFET和單熱回路的溫度幾乎相同。雖然單熱回路的底層沒有可以散熱的開關節點通孔和銅，但由于熱回路較小，其開關損耗低于雙熱回路。另外，不使用開關節點過孔使得單熱回路的頂層能夠更好地散熱，因為MOSFET漏極焊盤和開關節點銅的接觸面積大于雙熱回路的接觸面積。

結論

新的高功率設計建議使用新型單熱回路降壓-升壓布局。由于開關節點的裸露部分和熱回路面積極小，單熱回路具有降低傳導和輻射發射的明顯優勢，而不存在任何散熱缺點。值得注意的是，它能降低30 MHz以上的傳導發射，這是最難衰減的頻率區域。由于ADI公司的4開關降壓-升壓控制器（LT8390/LT8390A、LT8391/LT8391A、LT8392、LT8393、LT8253等）具備專有峰值降壓/峰值升壓電流模式控制特性，因此熱回路可以做得比競爭器件的熱回路小很多。該控制特性導致效率更高而EMI更低，使得ADI公司的4開關降壓-升壓控制器成為汽車應用或任何EMI敏感應用的出色選擇。

圖5.(a) 雙熱回路的熱圖像，(b) 單熱回路的熱圖像。

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