雙模微帶濾波器通過在諧振器中增加微擾的方式激勵起兩個簡并模,用一個諧振器實現(xiàn)兩個諧振器的功能,在減少濾波器尺寸的同時,降低損耗,并且由于結構簡單、成本低、容易設計等優(yōu)點,被廣泛應用于衛(wèi)星通信和無線通信中。目前應用較多的結構有三角形、矩形、圓盤形、圓環(huán)形、矩形環(huán)、矩形曲折環(huán)等。Wolf首先提出圓形雙模微帶結構,由于圓形諧振器之間的耦合較難實現(xiàn),因此較少用于高階的濾波器。方形環(huán)諧振器容易實現(xiàn)級聯(lián)耦合,并且方形環(huán)諧振器是閉合式的,其輻射損耗比半開環(huán)諧振器小。采用在方形環(huán)諧振器中心加載開路支節(jié)的微擾方式,能夠在保持奇模頻率不變的基礎上,通過調節(jié)開路支節(jié)的尺寸來調節(jié)偶模頻率,帶寬調節(jié)更加方便。如果濾波器輸入/輸出與諧振器之間采取直接饋電方式, 不存在難以實現(xiàn)強耦合的問題,容易實現(xiàn)寬帶濾波特性,但是此種方式的缺點是阻帶帶寬過窄。如果采用間隙耦合的饋電方式, 又很難實現(xiàn)強耦合,通常濾波器的相對帶寬都較窄。本文采用階梯阻抗微帶線結構實現(xiàn)輸入/輸出與雙模諧振器之間的強耦合，實現(xiàn)較大帶寬的濾波器。該濾波器在通帶上下兩側各具有一個傳輸零點,具有準橢圓函數(shù)響應。

1 雙模方形諧振器分析

本文設計的雙模諧振器如圖1所示。

該諧振器能夠產生兩個諧振模式,可以采用奇偶模法進行分析,該諧振器的奇偶模等效電路如圖2所示。在奇模激勵條件下,對稱面 T、 T'平面可視為理想電壁,等效為短路,在偶模激勵條件下, T、 T'平面可視為理想磁壁,等效為開路。

在奇模等效電路中,輸入導納為

Yinodd=Y1jtan(θ1/2).(1)

這里, θ1 =βl1是該微帶線的電長度。

在偶模等效電路中,輸入導納為

Yineven=jY12Y1tan(θ1/2)+Y2tanθ22Y1-Y2tan(θ1/2)tanθ2.(2)

當開路支節(jié)的寬度是諧振環(huán)寬度的兩倍時,即 Y2 =2 Y1時,式(2)變?yōu)?/p>

Yineven=jY1tan(θ1/2+θ2).(3)

式中, θ2 =βd1是該開路支節(jié)的電長度。

根據(jù)諧振條件 Yin =0, 可以發(fā)現(xiàn):

1) 奇模諧振時, Yinnod =0, 求得奇模諧振頻率為

式中, c為真空中的光速, εeff為基板的相對介電常數(shù)。式(4)表明,奇模諧振頻率與所加載的開路支節(jié)無關。

2) 偶模諧振時, Yineven =0, 求得偶模諧振頻率為

從式(5)看出,可以在不影響奇模諧振頻率的情況下,通過調節(jié)開路支節(jié)的尺寸調節(jié)偶模的諧振頻率,極大地方便了濾波器帶寬的調節(jié)。

2 濾波器設計

本文采用的介質材料為Rogers5880, 相對介電常數(shù)為2.2, 厚度為0.254 mm, 新型雙模濾波器的結構如圖3所示。

濾波器由中間的全波長方形環(huán)雙模諧振器和輸入/輸出耦合結構組成。雙模濾波器的帶寬由擾動的大小來決定,擾動越小帶寬就越小,擾動越大帶寬越大。因此可以通過調整開路支節(jié)的尺寸來控制濾波器的通帶帶寬。為驗證上述推論,設置: L1=11.60 Vmm, L3=12.08 mm, W1=0.78 mm; 開路支節(jié)的寬度是諧振器線寬的兩倍,即 W2=1.56 mm; 其余未做特別標注的微帶線特性阻抗均為50 Ω, 即線寬為0.78 mm。固定諧振器的其他尺寸的情況下,分析改變開路支節(jié)對濾波器帶寬的影響。為更直觀地分析奇偶模諧振頻率,去掉輸入/輸出中的低阻抗部分,采用弱耦合的方式。如果將所加載的開路支節(jié)的長度分別取1 mm、 2 mm和 3 mm, 對濾波器進行全波分析后得到這3種情況下該雙模濾波器的頻率響應曲線如圖4所示。

從圖4中可以看出,當開路支節(jié)的長度逐漸增大時,奇模諧振頻率幾乎不變,偶模諧振頻率逐漸減小,諧振器的兩個諧振頻率之間的距離隨之增大。類似的實驗表明,增大開路支節(jié)的寬度也可以增加擾動的大小從而減小諧振器的偶模諧振頻率,實驗結果與理論分析一致。另外在上阻帶和下阻帶分別具有一個衰減極點,會大大改善濾波器的阻帶特性。

增大開路支節(jié)的尺寸可以增大濾波器的帶寬,但隨之而來的問題是通帶內的損耗會變大。為了減小通帶損耗就要增強輸入/輸出與雙模諧振器之間的耦合。實現(xiàn)輸入/輸出與諧振器之間的強耦合有兩種方式: 一種是采用缺陷接地結構, 另一種方式是輸入/輸出采用階梯阻抗微帶線結構。缺陷接地結構不會額外增加濾波器的面積,但是其缺點是為避免接地的影響,濾波器需要懸置安裝,在此采用第二種方式。

為了確定階梯阻抗線中低阻抗線的尺寸,首先需要分析低阻抗線長度 L2的大小對濾波器頻率響應特性的影響。將圖3中的低阻抗線的長度定為 4.5 mm, 寬度分別為2 mm、 3 mm和4 mm, 其他尺寸與之前相同,對濾波器進行全波分析后得到這三種情況下該雙模濾波器的頻率響應曲線如圖5所示。

從圖5中可以發(fā)現(xiàn),低阻抗線寬度變化對濾波器的通帶頻率與衰減極點的位置幾乎不產生影響,對插入損耗 S21、 回波損耗 S11有較大的影響。

低阻抗線的寬度定為3 mm, 長度分別為 3.5 mm、 4.5 mm和5.5 mm, 其他尺寸與之前相同。對濾波器進行全波分析后得到這三種情況下該雙模濾波器的頻率響應曲線如圖6所示。

從圖6中可以發(fā)現(xiàn),低阻抗線的長度 L2對濾波器頻率有較大影響,隨著 L2的增大,濾波器的通帶中心頻率降低,帶寬減小; 低阻抗線的長度 L2對濾波器頻率、插入損耗 S21、 回波損耗 S11均有較大的影響。

由上述分析得出在濾波器設計中首先通過調整諧振器周長、短路支節(jié)的長度、低阻抗線的長度來調節(jié)濾波器的頻率與帶寬,然后通過調整低阻抗線的寬度,改變奇偶模頻率之間的耦合強度,優(yōu)化濾波器的插入損耗與回波損耗特性。

3 濾波器測試

根據(jù)上述分析與設計,通過調整優(yōu)化,得到該雙模濾波器最優(yōu)參數(shù)為: L1=11.60 mm, L2=5.28 mm, L3=12.08 mm, W1=0.78 mm, W2=0.78 mm, W3=3.15 mm, d1=2 mm, S1=0.15 mm。

對所設計的濾波器進行加工后的實物圖如圖7所示。通過網絡分析儀測試濾波器的S參數(shù),圖8是仿真和測試結果,濾波器的3 dB帶寬為4.74~5.20 GHz(相對帶寬約為9.38%), 在通帶內濾波器的反射損耗均小于-16 dB, 帶外抑制均超過-25 dB。兩個極點分別位于3.74 GHz與5.32 GHz。測量結果與仿真結果基本吻合。

4 結 論

本文提出了一種基于開路支節(jié)加載的方形環(huán)諧振器,可以在不影響奇模的前提下,通過改變開路支節(jié)的尺寸控制偶模的頻率,并且該諧振器在通帶上下兩側各具有一個傳輸零點,通過引入階梯阻抗線的方式可以實現(xiàn)奇偶模之間的強耦合,實現(xiàn)較大帶寬的濾波器,該濾波器具有良好的帯內特性和選擇性。

審核編輯：湯梓紅