本應用筆記描述了MAX2683 3.5GHz上變頻器的特性。給出了一個典型的原理圖，其中包含用于3.55GHz輸出、1.6GHz LO和350MHz輸入的匹配組件。噪聲系數為~12.5dB，轉換增益為8.6dB。集成電路（IC）也可用于下變頻器。提供了指向 S 參數表的鏈接，以幫助設計工程師。

介紹

MAX2683是基于吉爾伯特單元的雙平衡有源混頻器，能夠接受高達3.5GHz的RF輸入，并產生高達3.6GHz的IF輸出。它具有可調偏置控制、轉換增益、對失配不敏感以及以非常緊湊的格式實現的出色隔離。

本應用筆記簡要介紹了MAX2683的混頻器、設計技巧和典型性能特性。

上變頻器評論

混頻器的一個基本特性是變頻。幾乎所有變送器都使用了這一特性。對于典型操作，調制信號的工作頻率為f國防部注入混頻器的一個端口，并以f的頻率輸入本振（LO）信號瞧注入到第二個端口。產生的輸出射頻（RF）信號被上變頻為fMOD + fLO的頻率。頻率轉換由調制的fMOD波形cos（fMOD * t）和LO波形相乘產生。從三角學來看，我們有以下內容：

Cos(fMOD* t) * cos(fLO* t) = 1/2 cos(fLO- fMOD) ± 1/2 cos(fLO± fMOD)

在這種理想的乘法中，混頻器的輸出僅包含頻率為f f的信號瞧， G國防部和 f瞧+ f國防部;即原始調制信號f國防部和本地信號 f瞧在上變頻器輸出RF端口處完全抑制。

吉爾伯特單元有源混頻器基于發射極耦合對放大器。該放大器的工作原理最好通過將調制信號分成共模和差模分量來理解。調制信號進入對的一側，而另一側通過電容器交流接地。從對稱性來看，共模元件在兩個支路之間轉換電流，對于小信號，則充當標準共發射極放大器。MAX2683在基本放大器上采用<>個交叉耦合器件，以LO速率將調制信號乘以±，實現所需的雙平衡混頻器特性。這些器件與發射極耦合對的組合完成了基本的吉爾伯特單元。與調制信號輸入一樣，LO以單端方式注入，另一側通過電容器將交流接地。正LO電壓導致器件的外部組導通，導致調制信號以LO速率乘以±，而負電壓導致內部對導通，也會在LO速率下將調制信號乘以±。

產品設計和性能特點

MAX2683采用+2.7V至+5.5V單電源供電。該器件采用超小型 16 引腳 TSSOP-EP 封裝，帶有裸露焊盤，適用于高達 3.6GHz 的特殊應用。它采用雙平衡吉爾伯特單元架構，具有單端RF和LO輸入以及差分集電極開路輸出端口。差分輸出端口為單端或差分應用提供寬帶、靈活的接口。MAX2683具有可調偏置控制，由外部電阻設置，允許用戶以電源電流換取線性度，以優化系統性能。邏輯電平控制使能該器件上的內部倍頻器，允許外部本地振蕩器源以全頻或半頻運行。內部LO濾波器可降低LO諧波和雜散混頻。圖1為MAX2683應用的簡化框圖。圖2是MAX2683的引腳說明。后續性能功能的詳細信息如下所述。

圖1.MAX2683應用的簡化框圖

圖2.MAX2683的引腳說明

直流偏置

MAX2683需要直流偏置。傳統的無源混頻器使用交流信號來產生器件導通，而有源吉爾伯特電池混頻器則需要直流電源。直流偏置以電壓VCC的形式施加到器件上。必須施加足夠的電壓以使吉爾伯特電池中的晶體管導通，否則將不會發生所需的開關動作。混頻器工作所需的最小電壓為2.7V。隨著VCC的增加，簡單的偏置方案允許晶體管更難導通。混頻器的增益增加，壓縮點也增加。由于偏置的變化會影響線性度，因此這種變化會改變混頻器產生的諧波和雜散信號的電平。偏差變化也會影響 ft芯片中的晶體管，從而增加混頻器工作的頻率范圍。MAX2683的線性度和電源電流可通過單個電阻BIAS從外部設置，范圍為偏置至GND。標稱電阻值為1.2kΩ，電源電流將設置為55mA。減小電阻值可改善線性度，但代價是增加電源電流。增加電阻值會降低電源電流，同時降低線性度。使用820Ω至2.0kΩ范圍內的電阻值。

獲得

MAX2683具有轉換增益，因此在傳統應用中，輸出信號的功率電平高于輸入信號。MAX2683的大部分增益來自Gilbert單元中的發射極耦合放大器。實現的增益量隨頻率、工作溫度、振蕩器信號和偏置電平而變化。為了優化增益和線性度，正確設計的印刷電路板是任何RF/微波電路的重要組成部分。保持RF信號線盡可能短，以減少損耗、輻射和電感。對于每個接地引腳，使用單獨的低電感過孔連接到接地層。為獲得最佳性能，請將器件封裝按鈕上的裸焊盤焊接到電路板接地層。差分集電極開路 RFOUT 和 RFOUT+ 端口需要外部上拉電感至 V抄送，以及用于最佳增益性能的輸出匹配網絡。調制信號輸入、LO輸入和RF輸出的S參數如表2所示。設計人員可以參考該表來開發優化的匹配電路，以滿足其系統規格。

振蕩器信號

MAX2683需要低振蕩器驅動電平。在基于吉爾伯特電池的混頻器中，LO信號的主要功能是切換交叉耦合四通道的外部和內部晶體管之間的導通路徑。這需要相對較少的功率。通常，吉爾伯特單元混頻器的雜散響應將在較低的振蕩器驅動電平下得到改善。增加MAX2683上變頻器的LO功率會使四通道和發射極耦合對的晶體管飽和（實際上是“準飽和”），并降低線性度。當LO驅動電平從標稱特性值降低時，存在5dB至10dB的范圍，在此范圍內轉換增益不會受到顯著影響。當LO驅動電平進一步降低時，轉換增益將“滾落”。沒有正弦LO信號可以在許多（諧波相關）頻率下具有頻率分量。MAX5的典型LO輸入功率在50Ω匹配時為-2683dBm。

工作頻率范圍

MAX2683工作在非常寬的頻率范圍。它可以用作下變頻器或上變頻器。通過吉爾伯特四單元的調制信號的頻率可以達到3.8GHz。如果提供適當的輸出匹配網絡，輸出頻率范圍可以達到3.6GHz。MAX2683具有內部LO倍頻器，允許外部LO以全頻或半頻工作。以半頻運行LO的好處是可以減少通過放大器到天線的不必要的LO泄漏。倍頻器之后集成了一個內部LO帶通濾波器，有助于降低LO諧波含量和雜散混頻。要使能LO倍頻器，請將ENX2驅動至邏輯低電平，并將半頻外部LO連接到LOX2端口。要禁用并旁路LO倍頻器和LO濾波器，請將ENX2驅動至邏輯高電平，并將全頻外部LO連接到LOX1端口。禁用LO倍增器的好處是可將電源電流降低15mA。LOX1的最大頻率范圍高達3.9GHz，LOX2的頻率范圍高達1.95GHz。

噪聲系數

吉爾伯特電池結構不是低噪聲配置。混頻器噪聲系數主要來自四個集電極交叉耦合晶體管的散粒噪聲、發射極耦合對中兩個晶體管的噪聲，以及與發射極耦合對一起使用的兩個反饋電阻的熱噪聲。當輸入LO功率非常低時，LO的開關動作會影響混頻器噪聲系數。MAX2683的典型噪聲系數接近12.5dB。

匹配電路

三個端口需要正確匹配才能實現最佳性能。表1提供了三個端口的完整S參數，頻率范圍為50MHz至6GHz。設計人員可以參考此表選擇最佳匹配電路以滿足系統規格。本應用筆記包括一個應用原理圖，其中顯示了三個端口的典型匹配電路。輸入端口匹配到350MHz頻率，LO端口匹配到1.6GHz，輸出端口匹配到3.55GHz。

線性度和動態范圍

吉爾伯特電池結構不會產生具有高動態范圍的混頻器。以下兩個公式描述了線性動態范圍和無雜散動態范圍：

線性動態范圍 = = P1dB - [NF + G + 3dB -114 dBm + 10 log10(BW)]
無雜散動態范圍 = 2/3 [IP3 - G - NF -10 log10(BW) + 114 dBm]

其中 P1分貝是1dB增益壓縮時混頻器的輸出功率（單位為dBm），NF是混頻器的噪聲系數（單位dB），G是混頻器的轉換增益（以dB為單位），BW是混頻器的帶寬（以dB為單位），IP3是輸出三階截點（以 dB 為單位）。這些公式表明，動態范圍是噪聲系數、輸出壓縮點、截取點和增益的函數。由于MAX2683具有中等dB轉換增益，因此其動態范圍不是很低。MAX2683的線性度可通過單個電阻從外部設置。增大或減小偏置電阻值都會改變MAX2683的線性度性能。當偏置電阻值發生變化時，需要在線性度和電源電流之間進行權衡。

典型應用

圖3所示為典型的上變頻器應用電路。如圖所示，混頻器是基于吉爾伯特單元的乘法器，帶有RF輸入放大器。諸如此類的雙平衡混頻器在輸出端提供良好的端口間隔離和低LO自由直通。RF輸出端口輸入配置為差分操作。但是，RF輸入和LO輸入可以在單端操作中驅動。LO和RF輸入為50Ω。混頻器輸出需要一個外部匹配網絡，將高輸出阻抗轉換為低阻抗，以滿足系統要求。這種阻抗變換和差分到單端變換需要一個巴倫或阻抗匹配變壓器。該應用電路的測試數據如表2所示。

圖3.MAX2683的應用原理圖

表 2.MAX2683應用的測試數據

（測試條件：VCC = +5.0V，RBIAS = 1.2kΩ，/ENX2 = GND，fRFIN = 350MHz，PRFIN = -20dBm，fLO = 1600MHz，PLO = -5dBm;所有輸入/輸出端口端接在50Ω;RFOUT+ 和 RFOUT- 匹配至單端 50Ω 負載;TA = +25°C，除非另有說明。

審核編輯：郭婷