數字化儀和示波器最重要的規格是帶寬和采樣率。采集內存長度不是首要規格，但它確實會顯著影響帶寬和采樣率。

包括數字化儀和示波器在內的數字化儀器，在捕獲到數據后會將其存儲在儀器的采集內存中。該內存位于儀器的數字化儀之后，并以數字化速率運行。采集內存的大小會影響儀器的采樣率、最大記錄長度和處理速度。設置內存的大小代表了始終存在的工程權衡之一。

從基礎開始，示波器或數字化儀的最大采樣率必須大于該儀器模擬帶寬的2倍。這是主導所有數字化儀器的奈奎斯特準則的聲明。由于前端頻率響應通常具有有限的滾降，因此將采樣率設置為高于標稱帶寬的兩倍，就可以最大限度地減少這些潛在帶外信號的混疊。通常，數字化儀器所使用的最小采樣率與帶寬比至少為2.5:1。

采集記錄長度，即采集信號的持續時間，與所用采集內存的長度成正比，可以用以下公式來表示：

Trec = N * tS = N/fS

其中：

Trec是采集信號的持續時間，以秒(s)為單位；

N是采集內存的長度，以樣本(S)為單位；

tS是采樣周期(s/S)，以秒/樣本(s/S)為單位；

fS是采樣率，也即采樣周期的倒數，以樣本/秒(S/s)為單位。

采集的持續時間等于內存樣本數或點數乘以采樣周期或除以采樣率。

大多數示波器中的采集內存都是以模塊的形式并以1、2、2.5和5的倍數來提供的；這樣的設置與互補可用的采樣率相結合，就可以使每格時間設置成為1、2和5的倍數。其目的是通過計算格點數并將其乘以易于計算的因子，從而在屏幕上輕松讀取時間測量結果。

隨著示波器每格時間設置的增加，采集時間增加，內存也就增加，采集和持續時間也就成比例增加。當內存長度達到其最大限制時，增加記錄長度的唯一方法是降低采樣率，如圖1所示。

圖1：此圖顯示了以最大內存長度作為參數，采樣率隨每格時間設置的變化情況

該圖顯示，在最大采樣率為10GS/s的情況下，增加設備的每格時間設置，可使采樣率保持在最大值，直到達到最大采集內存。進一步增加每格時間設置則會導致采樣率下降。圖中顯示了最大內存長度為50MS、5MS和500kS的圖形。顯而易見并且值得注意的是，隨著采集時間的增加，可用的采集內存越多，最大采樣率可保持的時間就越長。

一旦采樣率開始下降，用戶就必須了解儀器的有效帶寬。數字化儀器的有效帶寬是模擬帶寬或采樣率的一半中的較小者。因此，以1GS/s采樣率運行的1GHz示波器，其有效帶寬就為500MHz。任何高于500kHz的信號分量都會被混疊。還要記住，儀器的時間分辨率現在降低了。如果要對下降時間等與時間相關的參數進行準確測量，則精度可能會受到影響。如果測量邊緣上只有幾個樣本，則該邊緣的斜率就難以確定。

下面來看一個通過設置內存使用來最大化采樣率，從而改進測量結果的示例。這里設置了一個最大采樣率為10GS/s的示波器來采集UART信號的多個數據包，如圖2所示。

圖2：以10MS的記錄長度獲取UART信號的三個數據包。用光標讀取數據包間距為43.8s，數據包長度為2ms。在此10ms/格時基的設置下，采樣率已降至100MS/s

將示波器時基設置為10ms/格，在使用10MS內存時，其采樣率已降低至100MS/s。此設置的有效帶寬是采樣率的一半，即50MHz。

請注意，大部分波形都被數據包間的“死區時間”所占用。提高采樣率的一種方法是消除數據包間的死區時間，這可以通過以序列模式采集信號來實現。這樣可以對采集內存進行分段并僅捕獲數據包，從而消除大部分死區時間并減少所使用的內存量。下面將示波器設置在序列模式下，并使用相同的2.5MS總內存，捕獲三個段，每個段的持續時間為5ms，如圖3所示。將內存長度減少到2.5MS的效果是將采樣率從100MS/s提高至500MS/s。

圖3：使用序列采集模式來減少使用的內存并提高采樣率。采樣率已提高到500MS/s

由于信號帶寬約為14MHz，因此在任一采樣率下，信號似乎幾乎沒有差異，但如果查看信號下降時間的測量結果，則會有更明顯的差異(圖4)。

下降時間是在兩種采樣率下測量的。以100MS/s采集的波形在邊緣有大約6個樣本，而以500MS/s采集的波形在邊緣有30個樣本。所得測量結果顯示均值相差約10%。關鍵指標是，在500MS/s下采集的數據的標準差為573ps，而另一測量結果顯示的標準差為1.7ns。標準差衡量了測量值關于平均值的分布，它是衡量測量不確定性的良好指標?；旧希暂^高采樣率進行的測量具有較小的不確定性。請記住，采樣率直接隨采集內存長度而變化。

圖4：對兩種不同采樣率(100MS/s和500MS/s)下的下降時間測量結果進行比較，結果表明，在500MS/s下進行的測量具有較低的標準差

無論我們的儀器有多少內存，都會遇到測量時沒有足夠內存直接進行測量的情況。在這種情況下，可能有必要將測量分解為單獨的計時階段。圖5是具有高頻分量和低頻分量的波形示例。

圖5：這是入口門遙控器的初始測量結果，它使用390MHz載波的開關鍵控來編碼識別信息

圖中的頂部跡線是以10GS/s數字化的初始脈沖。同一波形的放大視圖(跡線Z2)是底部網格中顯示正弦波的紅色跡線。參數P2測得的頻率為390MHz標稱值。當在從頂部算起的第二條跡線中以5ms/格采集整個波形時，問題就開始了。

該采集的放大跡線出現在從頂部算起的第三條跡線中，以100μs/格顯示。請注意，包絡與第一次采集相同。但是有一個區別：該跡線的放大圖(Z3，也即底部網格中的藍色跡線)顯示的卻是頻率為110MHz的參差不齊的正弦波。即使最大內存長度為25MS，25ms采集也只能處理500MS/s的采樣率。

500MS/s不大于390MHz載波頻率的兩倍，這顯然成問題。這就是為什么載波的頻率看起來是110MHz，它是混疊的。采樣是種混頻操作，390MHz載波與500MS/s采樣率混合后就會發生下變頻，產生110MHz的差值，即混疊載波頻率。

所需的測量類型可以分為兩類。第一類是RF測量，主要包括測量載波頻率。第二類是評估低頻調制。第一類測量可以通過單獨采集RF突發并測量載波來進行，就像使用頂部跡線和頻率參數P2所做的那樣。

第二組測量可以對包含完整消息的混疊信號來進行。這樣做可行，是因為信號是非常窄的頻帶，只在大約390MHz有能量。可以對混疊信號實現峰值檢測，而已解調信號包絡可提供有關編碼及載波選通特性的信息。分析結果如圖6所示。

圖6：對信號包絡進行解調和測量，需要測量已解調信號包絡的啟動時間、衰減時間和寬度。包絡寬度的直方圖驗證了串行編碼中使用了三個不同的脈沖寬度

采集到的波形顯示在頂部網格中。它包含一個RF載波，并由貌似經過脈寬調制的信號進行開關鍵控。通過對采集到的信號進行峰值檢測，可以恢復調制信號。峰值檢測是通過獲取已調射頻信號的絕對值，然后對其進行低通濾波來實現的。數學跡線F1執行這一處理，它將絕對值與增強分辨率(ERES)低通濾波器結合在一起。這顯示在從頂部開始的第二條跡線中。從頂部算起的第三條跡線顯示了已解調信號疊加在已調載波上。請注意已解調信號跟蹤RF信號的程度。

現在對提取的已調信號進行測量，包括上升時間和下降時間以及第一個脈沖的寬度，并對串行數據流中的所有21個脈沖重復這些測量。上升時間和下降時間代表鍵控載波的啟動時間和衰減時間。底部網格中脈寬測量值的直方圖顯示只有三個不同的脈沖寬度500μs、1ms和1.5ms。

由于內存有限，即使示波器在采集到完整信號時無法呈現載波，但仍然可以從信號中獲取到大量信息，但我們必須了解正在發生的事情。

采集內存長度是一項重要規格，它會影響數字化儀器的采樣率和帶寬。內存長度決定了任何固定采樣率下的采集持續時間。內存長度越長，在最高采樣率下可支持的每格時間設置就越大。一旦使用了最大內存量，進一步增加每格時間設置將導致采樣率降低，從而導致儀器的有效帶寬降低。


文章來源：Planet Analog

編輯：ymf