Arira Design的信號完整性小組被要求重新設計現有的5GHz接地共面波導RF饋線，以提高客戶板上Wi-Fi子系統的性能。測量表明，饋線阻抗的阻抗約為38歐姆。

在進行仿真之前，原始設計發現了幾個問題，包括：

• 無法考慮阻焊層對走線阻抗的影響
• 在走線阻抗計算中未考慮PCB回蝕
• 附近的非參考地平面中的切口不正確

對現有的饋線進行了仿真，然后根據仿真結果改進了共面幾何形狀，以滿足50歐姆的阻抗要求。結果，該客戶報告說，使用新的PCB可以大大改善Wi-Fi性能。

本文討論了初始PCB設計的共面幾何形狀，上述三項的影響以及最終的共面幾何形狀。顯示了不同共面配置的電場圖，以說明接地共面設計可能發生的有意和無意耦合（假設讀者熟悉共面波導或CPW和接地共面波導的基本結構，或者GCPW）。

接地共面波導

由于現代電路板上Wi-Fi和藍牙集成的普遍性，接地共面波導在PCB設計中正變得越來越普遍。與傳統的微帶傳輸線相比，GCPW的一些優勢如下：

更低的損耗：更多的電場線穿過空氣，而不是流過有損的PCB材料。這樣可以在運行于5GHz的PCB設計中使用價格更便宜的FR-4。

隔離：與微帶相比，GCPW線提供了更多的隔離，因為磁場線的約束更加嚴格。

靈活的幾何形狀：GCPW阻抗主要由走線和共面接地結構之間的間隙控制。與微帶傳輸線相比，這在走線寬度上具有更大的靈活性。

較低的銅表面粗糙度損失：微帶線中的電流傾向于沿著走線的底部集中，走線的底部是最粗糙的銅（以增強與電介質的附著力）。正確設計的GCPW傳輸線傾向于使電流集中在走線的邊緣，在走線的表面較光滑。

出色的匹配組件放置：大多數藍牙或Wi-Fi RF饋線需要串聯和/或并聯匹配組件。由于GCPW的接地線緊鄰走線，因此可以將并聯組件直接安裝在走線和共面接地之間，從而消除了與過孔相關的寄生現象。

可使用許多工具來計算GCPW結構的阻抗，但是Internet上可用的免費工具通常會限制可分析結構的類型。通?？梢杂嬎愠龌窘Y構，但近乎銅結構的效果通常需要進行EM仿真才能正確建模。

PCB說明

所考慮的PCB是使用FR4電介質，標稱Dk（介電常數）為4.2的消費類產品的高容量四層板。板的厚度約為45密耳。GCPW位于第1層，而接??地參考島位于第3層。第2層是接地平面層。第3層是電源平面層，也具有GCPW的接地參考島，第4層是信號層。直徑為8密耳的通孔將第1層接地層與第3層參考平面和第2層上的主接地層連接起來。

初始PCB上的接地共面波導幾何形狀是使用Internet上提供的免費軟件傳輸線計算工具設計的。GCPW的走線寬度約為24密耳。選擇該走線寬度以匹配Wi-Fi模塊和天線連接器的引腳尺寸。電鍍后的跡線厚度約為1.5密耳。共面走線位于地面參考平面上方約37密耳處。

（資料來源：Arira Design）

通過此輸入，我們的客戶最初使用的傳輸線計算工具確定共面間隙為3密耳。第2層接地平面上有一個切口。PCB設計人員將此切口的寬度與第1層上共面接地浮雕的寬度相匹配，以使第2層平面上的切口的寬度為30密耳，如上圖所示。

初步分析與模擬

當檢查用于在初始板上設計共面幾何形狀的傳??輸線計算器時，發現該工具并未解決板上存在阻焊層的問題。同樣，它也沒有考慮到PCB回蝕。對于位于PCB外層的邊緣耦合結構，阻焊層和PCB回蝕會極大地影響走線阻抗，尤其是在結構表現出強耦合的情況下。顯然，如果這些因素未包括在共面阻抗分析中，那么計算的準確性就會受到影響。同樣清楚的是，靠近共面走線的第2層接地平面的存在也會影響走線阻抗。

考慮到這一點，進行了一系列模擬，以量化阻焊層，回蝕以及第2層接地平面與共面走線的緊密距離的影響。Ansoft的Q2D場求解器工具用于此建模。仿真及其結果如下所示：

沒有阻焊層，沒有回蝕，沒有L2接地層：Q2D仿真報告的阻抗為43.0歐姆。另一款商用2D場求解器LINPAR報告的阻抗為42.7歐姆，與Q2D模擬顯示出極好的一致性。這是免費軟件阻抗計算器分析并錯誤地報告阻抗為50歐姆的結構。

沒有阻焊層，沒有蝕刻層，沒有L2接地層（來源：Arira Design）

存在阻焊層，無回蝕，無L2接地平面：對于此仿真，將阻焊層添加到了模型中。Q2D仿真報告的阻抗為37.9歐姆。阻焊層的存在增加了共面走線和共面接地層之間的耦合，從而大大降低了阻抗。

存在阻焊層，無蝕刻，無L2接地層（來源：Arira Design）

存在阻焊層，存在回蝕層，不存在L2接地平面：此模擬將回蝕添加到了共面走線和共面地上。Q2D仿真報告的阻抗為39.9歐姆?；匚g減少了共面走線和共面接地層之間的耦合，與以前的情況相比，這稍微增加了阻抗。

存在阻焊層，存在回蝕層，無L2接地平面（來源：Arira Design）

存在阻焊層，存在Etchback層，存在L2接地層：這是在原始PCB設計中實現的結構。Q2D仿真報告的阻抗為36.5歐姆?？拷裁孀呔€的接地層的存在會增加對地的耦合，從而降低阻抗。36.5歐姆的仿真結果與38歐姆的初始PCB設計上的走線阻抗測量值接近。

存在阻焊層，存在回蝕層，存在L2地平面（來源：Arira Design）

阻抗優化

為了將GCPW結構的阻抗優化為50歐姆，策略是首先確定（使用模擬）滿足50歐姆要求的共面幾何形狀。然后，一旦確定了幾何形狀，就將第2層的接地平面添加到模擬中，并使用模擬對第2層接地平面切口的寬度進行優化。

步驟1：在阻抗優化過程的第一步中，通過連續進行共面間隙的模擬掃描，將第1層上共面間隙的寬度優化為50歐姆。發現最佳間隙為5.7密耳，這導致模擬阻抗為50.07歐姆。通過仿真確定的最佳間隙幾乎是原始PCB設計間隙寬度的兩倍。模擬的共面阻抗與共面間隙的關系圖如下所示。

阻抗與CPW間距（來源：Arira Design）

步驟2：在第二個優化步驟中，將共面間隙固定為5.7密耳，將第2層接地平面添加到模型中，并將第2層接地平面上的切口寬度從24密耳掃到80密耳。根據以前的經驗，我們知道與第1層總共面間隙（30 mils）相似的第2層平面切口寬度會導致阻抗過低，但是我們想模擬小于預期解決方案范圍的寬度，以便了解阻抗與接地寬度的關系。

阻抗與接地切口寬度的兩幅圖如下所示。第一個圖顯示了從24到80密耳掃過的接地平面切口寬度，而第二個圖則將焦點縮小到50到80密耳范圍內的接地切口寬度。

阻抗與平面切割寬度的關系，頂部24至80密耳，底部50至80密耳（來源：Arira Design）

從這些圖中可以看出，當不存在第2層接地層時，阻抗將收斂到在優化過程的第一步中計算出的50.07歐姆值。從這些圖中可以看到，第二層接地平面切口寬度大于58密耳并不會顯著移動阻抗，因此，這就是為新PCB設計選擇的接地平面切口的大小。所得阻抗為49.9歐姆。

電場圖

下面顯示了不同接地平面切口寬度以及原始PCB設計的仿真電場圖。這些電場圖用于確認結構是否正確設計并發現任何問題區域。例如，在以較小寬度的第2層接地平面切口為特色的仿真中，可以看到共面走線的電場與第2層接地平面牢固耦合，從而降低了走線的阻抗。

對于每種配置，將顯示兩個圖。電場強度圖顯示電介質（FR4，阻焊層和走線上方的空氣）中的電場圖，并用顏色編碼以指示電場強度。矢量圖以矢量格式顯示電場。這也用顏色編碼以反映場強。

下圖顯示了在Ansoft Q2D中建模的GCPW，其中標記了組成結構。查看電場圖時，可使用此圖獲取方位。該圖或電場圖中未顯示第3層的返回接地平面。

以Ansoft Q2D建模的GCPW（來源：Arira Design）

原始設計：3 mil共面間隙，30 mil 2層接地平面間隙：下圖顯示了具有3 mil共面間隙和2層接地平面中30 mil寬間隙的原始設計的電場。從共面走線到第2層接地層的耦合非常強。這種強耦合以及太小的共面間隙導致模擬的36.5歐姆共面阻抗。

原始設計：3 mil共面間隙，30 mil 2層地平面間隙（來源：Arira Design）

不正確的設計：5.7 mil共面間隙，35 mil第2層接地平面間隙：下圖顯示了具有阻抗優化的5.7 mil共面間隙但在2層接地平面中有35 mil寬間隙的設計的電場。這說明了（相對常見的）情況，設計人員使用了正確的共面間隙，但錯誤地將第2層接地間隙實現為與總共面接地間隙相同的寬度（35密耳）。如我們所見，從共面走線到第2層接地層的耦合相當強，這導致模擬的共面阻抗為46.5歐姆。

設計不正確：共面間隙為570萬密耳，第2層地平面間隙為3500萬密耳（來源：Arira Design）

優化設計：共面間隙為570密耳，第2層接地層間隙為58密耳：下圖顯示了設計的電場，其中第2層接地面阻抗優化了570密耳，共面間隙為58密耳。L2接地平面間隙優化掃描顯示，第2層接地平面中的間隙大于58 mils不會顯著影響阻抗。因此，接地平面切口設置為58密耳。

在這種配置中，與第2層接地層的耦合很小，模擬阻抗為49.9歐姆。

優化設計：共面間隙為570萬密耳，第2層地平面間隙為5800萬密耳（來源：Arira Design）

大接地平面切口：570萬共面間隙，第7層第2層接地間隙：下圖顯示了設計中的電場，其中阻抗優化了5.7密共面間隙，第2層中有75 mil寬間隙地平面。該圖表明，如果將第2層接地平面的間隙擴大到58密耳以上，則L2接地平面的耦合不會顯著降低。但是，較大的接地平面間隙可能會干擾PCB上的其他布線。

在這種配置中，與第2層接地層的耦合非常低，模擬阻抗為50.0歐姆。

較大的接地平面切口：共面間隙為570萬，第二層接地間隙為7500萬（資料來源：Arira Design）

結論

免費軟件阻抗計算工具通常功能有限。它們可能允許也可能不允許您為回蝕或阻焊膜建模，并且它們通常不適合模擬多層幾何中各層之間的現場相互作用。

對于多層堆疊上的某些接地共面配置，共面接地參考平面可能是共面走線下方的兩個或更多PCB層。這需要在接地平面參考層上方的那些層上的共面走線下方設置銅保留區域。試圖直觀地估計該銅保留區域的最佳尺寸是非常困難的。低估保留區的大小可能會導致無法預料的EM場相互作用，而高估保留區的大小可能會導致PCB設計上不必要的寶貴布線面積損失。

一些設計人員使用眾多可用的傳輸線工具之一來“足夠接近”地獲取走線的阻抗，然后他們依靠自己的晶圓廠使用商用阻抗計算器（例如Polar）來計算正確的幾何形狀和撥號方式。蝕刻電路板時的阻抗。不幸的是，這種方法無法解決PCB結構之間意外耦合的問題，因為晶圓廠在電路板制造過程中并未使用PCB上的實際走線來測量阻抗。取而代之的是，晶圓廠使用測試蝕刻片，上面刻有設計者的跡線幾何形狀。這些測試試樣不會將無意的耦合復制到PCB設計上發生的附近結構上。因此，晶圓廠

如果您要在板上設計接地共面波導，那么您將希望在第一時間就將其正確設置。即使天線饋線存在嚴重的失配，大多數Wi-Fi和Bluetooth設計在板載過程中似乎都可以正常工作。但是，糟糕的設計幾乎總是會在您宣布勝利后在范圍測試或數據完整性測試中廣為人知。
編輯：hfy