目前天文望遠鏡常用的傳動方式主要為蝸輪蝸桿傳動、齒輪傳動、摩擦傳動、和直接驅動等方式。這里采用直接驅動式望遠鏡機架，采用組合式弧線交流PMSM。直接驅動將電機與負載直接耦合在一起，提高了系統可靠性，但對電機本身運行平穩性及超低速提出了更高的要求。

　　電流環在伺服驅動系統中占有重要地位，直接決定伺服系統的好壞，很多文獻都對電流采樣進行了研究。電流環是望遠鏡驅動控制系統的內環，電流采樣的精度和速度直接影響整個電流環的運算精度，從而對望遠鏡機架驅動跟蹤性能產生重大影響，電流環的設計是保證望遠鏡跟蹤目標的速度精度及力矩平穩性的關鍵部分。在此設計了基于單電源供電的電流采樣電路，并采用TMS320F2812實現電流采樣環節的A/D轉換，為后續控制器的設計提供了方便。

　　2 機架驅動電流采樣電路設計

　　采用弧線交流PMSM，定子直徑為2.5 m，轉子直徑為2.2 m，15組定子單元，60對極的磁極組成轉子，每組定子單元與4對極的轉子組成一臺弧線型交流PMSM，共由15組單元電機組成。其中任意一臺單元電機可獨立工作，也可和其中的幾臺電機一起工作。2.5 m直接驅動電機可驅動口徑為4 m的望遠鏡。電機參數：額定功率3 kW;額定電壓380 V;額定電流12 A;額定頻率0.533 Hz;轉動慣量262.74kg·m2;額定轉速4 r·min-1;定子電阻33 Ω;極對數為60。

　　目前常用的控制器有單片機、ARM及DSP等數字系統。電機輸出的電流是模擬信號，在此選取TMS320F2812實現A/D轉換，電流采樣電路是單電源供電的TLV2374。根據電機參數，電流傳感器采用LTS25-NP。

　　2.1 望遠鏡機架驅動實現總框圖

　　所設計的電流檢測電路將弧線交流PMSM的三相定子電流經電流傳感器后進入DSP的A/D口，將其轉換為數字信號，便于控制器及逆變器信號的處理。由于弧線電機的定子繞組采用Y接法，則有ic=ia+ib，因此只需要檢測其中兩相電流，即可得到三相電流。交流PMSM要想實現高性能的閉環控制，電流反饋環節必不可少，只有檢測出定子繞組的電流，才能為逆變環節即SVPWM算法的實現提供基礎。由PMSM工作原理可知，定子電流檢測的精度和實時性是決定整個矢量控制系統精度的關鍵。

　　對于精密弧線電機，驅動望遠鏡時，閉環才是保證跟蹤目標和圖像質量的首選控制方式，能實現高精度、高性能的傳動和伺服控制。另外，一個完善可靠的驅動系統在硬件上包括過壓、欠壓、過流保護等各類故障檢測和保護電路，這些電路均需檢測電機的電壓和電流信號。弧線交流PMSM的驅動系統由位置環、速度環、電流環組成，圖1示出望遠鏡機架驅動實現總框圖。

　　2.2 TLV2374電流采樣電路設計

　　TLV2374器件是單電源供電運算放大器，具有軌對軌的輸入輸出能力，最低操作供電電壓至2.7 V，軌對軌的擺幅輸出特性，可提供3 MHz的帶寬，僅需550μA的工作電流，最大工作電壓可達16 V。經過長時間的研究及實驗，這里給出單電源供電的電流采樣系統的詳細設計過程。

　　系統采用的電流傳感器IXS25-NP是閉環原理的傳感器，5 V單電源供電，使外圍的硬件電路設計更簡單，無需增加電壓抬升電路，從而減少了電源對系統的干擾。該電流傳感器溫漂小，精度高，采樣電阻是內置式的，為電壓型輸出，避免了出現因增加外接采樣電阻及運放后進入DSP使精度有所降低的情況，輸出特性曲線如圖2所示。

　　電流傳感器的接法共有3種，按其中一種接法，電流傳感器的輸出電壓范圍是1.9～3.1 V，該范圍的電壓不能直接送入到DSP的A/D(0～3 V)進行轉換，且電壓范圍過小，必然降低A/D轉換器的轉換精度，為充分利用A/D轉換器，在此根據實際A/D轉換結果，設計了電流采樣電路，將滿量程時信號的輸出范圍調整到0～2.8 V，實驗證明超過2.8 V將導致有時輸出是飽和狀態，為預防電路在非正常情況下損壞DSP的A/D接口，電路中增加了限幅電路。設采樣電路輸入為Uin，范圍是1.9～3.1 V，采樣電路的輸出為Uo，范圍是0～2.8 V，設輸入輸出為線性關系，則有：

　　Uo=AUin+B (1)

　　根據輸入輸出之間的關系，計算出A=7/3和B=-133/30，即：

　　Uo=7Uin/3-133/30 (2)

　　由式(2)知輸入輸出的實質是由運放構成的減法電路，設計出單電源運放組成的減法電路即可。由于TLV2374是單電源供電，可知其供電電壓正電源是5 V，負電源是2.5 V，在此采用電壓基準芯片并調整得到2.5 V基準電壓，若設電流傳感器的輸出為Uin1，2.5 V基準電壓為Uin2，則有：

　　Uo=7Uin1/3-133Uin2/75 (3)

　　選擇合適的電阻實現該采樣電路。圖3為電流傳感器的檢測采樣電路，共有4級處理：第1級進行阻抗變換;第2級是二階有源濾波電路;第3和第4級是上式算出的減法電路，其中，為保證輸入輸出為式(3)的關系，有意在比例電路部分放置了兩個1/1 000的精密可調電阻來調節輸入輸出的線性關系。需注意在使用單電源供電的運放時，比例增益都是相對同相端的電壓而言。

　　實際調試中，由于經傳感器出來的電流信號有高次諧波及其他干擾信號，因此必需設計硬件濾波器進行抑制，該系統設計的二階低通濾波器的電流檢測電路位于上述情況中的第2級，在此考慮到精密弧線電機的超低速，所設計低通濾波器的截止頻率為10 Hz，注意電容值的選取，反相端電容通常是同相端電容的2倍，電流采樣電路具體實現如圖3所示。

　　3 A/D校正及電流采樣實驗結果

　　TMS320F2812自帶一個12位帶流水線的ADC，而A/D轉換的精度直接決定控制系統性能的優劣，如芯片內部A/D轉換、A/D轉換的增益和偏移都能影響ADC最終結果，這些對使用者而言都已無法改變，用戶在使用過程中可通過修改外圍硬件設計減少輸入誤差、調節芯片參數減少輸入和轉換誤差、軟件濾波減少輸出誤差及軟件校正提高其轉換精度。TMS320F2812的ADC轉換精度較差的主要原因是存在增益和偏移誤差，要提高轉換精度就必須對這兩種誤差進行補償。

　　12位的A/D所能表示的數據范圍是(0000H～0FFFH)，即0～4 095，為充分發揮DSP 16位的特性，將轉換結果放在(0000H—FFF0H)，即0～65 520。前面已經提到，A/D結果寄存器的值是單極性的數據，而在后續的控制處理程序中，要求轉換結果是雙極性的數據，對于這種情況，在進行轉換時就將其轉換成雙極性數據。圖4為實際采樣時理想增益與實際增益模擬量與數字量之間的關系曲線。圖中橫軸是實際電壓，縱軸是轉換的數字量，存儲在結果寄存器中，實際與理想情況相比存在增益和偏移誤差，必須對其校正才能提高其轉換精度。根據上述描述，首先編寫出校正增益和偏移量的程序，然后用來校正TMS320F2812的其他通道，A/D電流采樣總流程如圖5所示。

　　輸出的電流由于不可避免地含有噪聲，在A/D轉換前還必須進行數字濾波，電流采樣濾波采用擴展的卡爾曼濾波方法估算實時電流最優化，以提高瞬間電流測試的精度，獲得正弦特性的旋轉磁場，使PMSM在超低速運行時更平穩。在使用DSP進行A/D轉換時，為了提高轉換精度，采用校正的方法選取兩個基準電壓，在此選取0.5 V和2.5 V。基準電壓都由上述電壓基準芯片提供，校正電路中使用DSP的A/D通道，軟件處理使0～.8 V單極性信號直接轉換到-1.4～1.4 V的雙極性信號，方便了電流環節的信號處理。選取頻率為0.2 Hz與2 Hz的信號相比較，兩者的轉換結果如圖6所示，圖中橫坐標是轉換信號的周期，縱坐標是電流信號經傳感器后放大電路處理后的電壓值。由圖可見，硬件電路和軟件算法都很好地實現了電流信號的轉換。根據實驗記錄可知，有源濾波電路的截止頻率也影響轉換結果，如果望遠鏡的轉速很低，在實際應用過程中要考慮降低二階低通有源濾波器的截止頻率。

　　4 結論

　　鑒于使用的電機是特別定制的直徑2.5 m的組合式弧線交流永磁同步電機，市場上現有的驅動板不能使其正常運行。考慮到驅動系統的復雜性，應盡量簡化電路，因此采用單電源供電的運算放大器實現電流采樣電路，并且電流采樣的精度直接決定了望遠鏡機架運行的穩定性，進而影響望遠鏡的跟蹤和觀測質量，因此該電流采樣電路的精度要求較高。