1 引言

　　近年來隨著電源技術的發展，同步整流技術正在低壓、大電流輸出的dc/dc變換器中迅速推廣應用。在低壓、大電流輸出的情況下，輸出端整流管的損耗尤為突出。例如，對采用 1.5v、20a電源的筆記本電腦而言，此時超快恢復整流二極管的損耗已經超過電源輸出功率的50%，即使采用低壓降的肖特基整流二極管，損耗也會達到輸 出功率的18%～40%。因此，傳統的二極管整流電路已經成為提高低壓、大電流dc/dc變換器效率的瓶頸。

　　由于mosfet不能像二 極管那樣自動截止反方向電流，因此同步整流器的驅動是同步整流技術使用的一個關鍵。驅動方式的選取不僅關系到變換器能否正常工作，更決定了變換器性能。按 照驅動方法的不同，同步整流分為自驅型和外驅型，兩者的主要區別在于，自驅型同步整流管的驅動電壓一般采用的是變壓器上或輔助繞組上的電壓，而外驅型同步 整流管的驅動電壓是由外部同步整流驅動芯片產生的。本文將分別討論兩種同步整流驅動的方法，并闡述了同步整流中需要注意的問題。

　　由于正 激變換器是最簡單的隔離降壓式dc/dc變換器，其輸出端的lc濾波器非常適合輸出大電流，可有效抑制輸出電壓紋波。所以，正激變換器成為低電壓大電流功 率變換器的首選拓撲結構。正激變換器必須采用磁復位電路，以確保變壓器勵磁磁通在每個開關周期開始時已經復位，常見的磁復位方法有：有源鉗位、rcd鉗 位、繞組復位、諧振復位等，如圖1所示。

　　rcd鉗位的方法雖然電路簡單，但是它大部分磁化能量消耗在鉗位電阻中，不利于效率的提高；有源鉗位雖然可以重復利用變壓器磁化能量和漏感能量，但是有 源鉗位系統的控制帶寬受到限制，動態性能不好，并且它多用了一個鉗位開關，增加了驅動電路的難度和變換器的成本；而諧振復位由于諧振電壓比較高，因此對開 關管的電壓應力要求就更高；對于繞組復位的方法，結構較簡單，磁復位時將能量回饋到輸入源中，并且對開關管的電壓應力要求并不高。

　　2 自驅同步整流

　　2.1 柵極電荷保持驅動方法的基本原理

　　對于本文選用的 繞組復位正激變換器，其傳統傳統自驅型同步整流的方法如圖2所示，在磁復位結束后，變壓器的電壓將為零，并且會保持在零直到下一周期開始，這樣續流管將沒 有電壓提供驅動，電流會從其體二極管中流過，而其體二極管正向導通電壓高，反向恢復特性差，導通損耗非常大，這是傳統自驅同步整流的主要缺點，因此提出了 采用柵極電荷保持的同步整流方法，它的原理如圖3所示。

　　在t0時刻之前，輸入信號v1為0，開關s1關斷，電容c的初始電壓為0。在t0時刻，輸入信號v1為正，通過二極管d對電容c充電；在t1時 刻，輸入信號v1為0，二極管d承受反壓截止，只要開關s1保持關斷，電容c上的電荷得以保持，v2維持高電平；在t2時刻，開關s1導通，電容c通過 s1放電，v2變為0。如果c是同步整流管的柵極寄生電容，s1是一個輔助開關，那么在t1到t2這段時間內，輸入驅動信號v1降為0時，同步整流管的柵 極電壓仍可保持高電平。

　　2.2 柵極電荷保持驅動正激變換器

　　利用柵極電荷保持的驅動方法，傳統電壓驅動同步整流器在變壓器電壓死區時間內，續流管體二極管的導通問題很容易解決，圖4給出了柵極電荷保持電壓驅動正激變換器的原理圖和主要波形。

　　在t0到t1的時間內，開關管s1開通，變壓器副邊電壓變為上正下負并驅動s2和s4使它們導通。s3的柵極電容通過s4放電，s3的柵極電壓降為0，s3關斷，輸出電流流進s2。

　　在t1時刻主開關管s1關斷，變壓器進行磁復位，變壓器副邊電壓變為下正上負，s2和s4關斷，s3的柵極電容由流經d1的電流充電。s3柵極為高電平 導通，負載電流流經s3。在t2時刻磁復位結束，變壓器副邊電壓變為0，由于二極管d1承受反壓截止，s4關斷，s3的柵極驅動電壓保持不變，因此，即使 變壓器副邊電壓為0，s3仍然保持導通，繼續續流。s3的柵極電壓一直保持到下一個開關周期開始，也是s4導通之時，這就解決了死區時間內s3體二極管續 流導通的問題。

　　對于這種柵極電荷保持的自驅型同步整流方法，有一個重要的過程就是，在續流管s3續流結束時要將其柵極電荷放掉，否則當變壓器副邊電壓變為上正 下負的時候，續流管會導通，有電流從漏極流向源極，并最終導致變壓器副邊，續流管和整流管形成一個回路，即副邊出現直通。而放掉續流管s3的柵極電荷必須 依賴于副邊電壓變為上正下負，即使s4導通，將s3柵極電容上的電荷通過s4放掉，但是這里出現的情況是，當變壓器副邊電壓為上正下負使s4導通的時候， 同時續流管s3的ds電壓也建立起來，如果s3的柵極電荷未放完，至少剩余的電荷仍能驅動s3時，這時s3就會正向導通，電流就會由漏極通過s3流向源 極，并經過整流管s2回到變壓器副邊，這樣變壓器副邊電壓就被短路，s4就無法再導通，s3上的柵極電荷就一直存在，直到這些電荷因為驅動s3而消耗完， 并又會進入下一次直通過程。如此惡性循環使變壓器副邊一直處于短路，即變換器副邊處于直通的狀態，情況嚴重的話會損壞整流管和續流管，甚至損壞變換器，因 此必須用一種方法，在下個周期變壓器副邊電壓為上正下負之前就將s3的柵極電荷放掉，以保證不出現直通的現象。

　　如圖5所示，對原來的柵極電荷保持電路進行改進，將原邊ic產生的占空比分為兩路，一路通過加延時驅動主功率管，另一路通過驅動變壓器隔離驅動s4，因 為變壓器副邊電壓為上正下負的建立和原邊主功率管s1的開通幾乎是同時的，那么采用圖中的方法后，當在原邊開關管開通之前，即變壓器副邊電壓變為上正下負 之前，s4就由原邊提供的一個驅動而開通，并使得續流管s3的柵極電荷通過s4釋放掉，提前使s3關斷，從而避免了直通的發生，該方法其他電路的接法與以 前提出的柵極電荷保持電路一樣，這樣，該電路即實現了柵極電荷保持的功能，又避免了變換器直通的發生。

　　如圖6所示，給出了改進后電路各個開關管的驅動波形，由圖中可以看出，在s1開通之前提前開通s4，將s3的柵極電荷放掉，避免了變壓器副邊直通的發生。

　　3 外驅同步整流

　　對于采用變壓器副邊電壓來驅動自驅型的同步整流，即該電壓上正下負的時候驅動整流管s2，該電壓下正上負的時候驅動續流管s3，由于這兩個驅動電壓采的 是同一個電壓，因此這兩個驅動不會存在交疊，不需要進行處理。但是對于外驅型同步整流的方法，整流管和續流管的驅動之間必須加入死區，使兩個驅動不出現交 疊的部分，進而防止變換器副邊出現直通。本文采用的外驅同步整流的原理框圖如圖7（a）所示。

　　本文中首先將原邊ic輸出的信號經過驅動變壓器隔離傳輸到副邊，再利用同步整流驅動芯片將這個信號進行處理，在同步整流芯片內部可簡單看成是一個 固定的電容，通過在外部接電阻形成rc沖放電來實現延時，最終通過芯片處理同時延時了整流管s2以及續流管s3驅動信號的上升沿，從而在兩個驅動之間加入 死區，如圖7（b）中波形所示。

　　同時，因為副邊加了一個同步整流的芯片，而由于芯片本身工作的延時，使得輸出信號整體對輸入有一個延時，因此必須在原邊也加入一個電路來補償這個延時，較好的方法就是在原邊同樣加入一個同步整流芯片，這樣使得對驅動的控制更加方便和容易，而且可以保證足夠的驅動能力。

　　另外，可以通過對副邊兩個管子驅動的控制來實現整流管和續流管的零電壓開關：對于整流管來說，當變壓器副邊電壓變為上正下負，這時如果整流管的驅動還未 建立，那么電流就會先從整流管的體二極管流過，如果此時再給整流管提供驅動，這時整流管的開通即為零電壓開通，但是考慮到效率的因素，必須保證電流在體二 極管中流過的時間很短；而在關斷的時候，可以在變壓器副邊電壓變為下正上負之前提前關斷整流管，這樣就實現了整流管的零電壓關斷，同樣必須保證電流在體二 極管中流動的時間很短。對于續流管采取同樣的方法，可以實現續流管的零電壓開關。

　　4 同步整流輕載注意事項

　　對于副邊采用傳統二極管續流工作的正激變換器來說，當負載電流進一步減小直至很輕時，將會出現電感電流斷續的工作情況，如圖8所示。

　　當副邊采用同步整流工作時，由于續流mosfet的雙向導通的特性，而電感電流要保持連續，因此在輕載的時候電感電流連續并能夠反向，如圖9所示，使得 續流管中出現從漏極流向源極的電流，并產生一個流出輸出正端流進輸出負端的環流，這個環流會消耗環流能量，這個能量的大小和輸出濾波電感有關，輸出濾波電 感越小，環流就會越大，環流能量越大，損耗也越大。所以由于同步整流器不能從ccm模態自動切換到dcm模態，輕載時就會產生很大的環流損耗，這種環流損 耗會降低變換器在輕載時的效率，當負載輕載一定程度的時候，受環流的影響，變換器的效率會顯著下降，因此必須在效率出現顯著下降的時候將變換器從同步整流 的工作狀態切換到二極管整流的工作狀態，來保證輕載時變換器的效率不至于太低，一般這個效率的拐點出現在負載的10%～25%之間。

　　本文中采用的切輕載的方法是：在變換器的原邊檢測電流信號，設定在效率出現拐點時的負載為切換的負載點，當檢測到電流小于該設定值后由原邊輸出一個信號，該信號傳遞到副邊并最終切斷同步整流信號，使變換器工作在二極管整流狀態。

　　此處，電流檢測是一個需要重點考慮的問題，在電感電流沒有反向時，變壓器原邊的電流始終是流進同名端留出異名端的，而在輕載的時候，由于電感電流反向， 變壓器副邊流過同名端進異名端出的電流，原邊流過異名端進同名端出的電流，因此在檢測電流的時候必須能夠檢測到雙向的電流。

　　檢測電流一 般有電阻和電流互感器等檢測方法，如果用電阻顯然可以檢測雙向的電流，但是考慮到損耗太大，因此電阻檢測不可行；如果用電流互感器檢測電流，那么電流互感 器副邊的接法就必須考慮到能夠檢測雙向的電流，因此如圖10所示，電流互感器副邊與電阻串聯的二極管必須用齊納二極管，如果副邊用普通的二極管，在電流互 感器流過反向電流的時候，由于二極管的阻斷作用，這個反向電流將不會被檢測到，換成齊納二極管后，當電流互感器流過反向電流的時候，齊納二極管被擊穿并穩 定在一個電壓值，電流互感器的副邊流過一個流進同名端的電流，并且電流互感器利用齊納二極管上的壓降來進行磁復位，因此就檢測到了原邊流過的反向電流。

　　另外，因為電流互感器檢測的是流過開關管的電流信號，而由于變壓器磁復位的時候電流是從復位繞組的同名端流進，異名端流出的，這個電流是不需要檢測的，因此，電流互感器要放在如圖9中所示的位置，正確檢測流過開關管的電流信號。

　　5 實驗結果

　　本文采用外驅同步整流的方法，制作了一臺高壓輸入低壓輸出的電源模塊原理樣機，另外本文還采用了平面變壓器技術及表面貼片技術，與傳統變壓器相比，由 pcb繞組組成的平面變壓器，具有電流密度大、變壓器漏感小等優點。平面變壓器技術不僅可以有效的提高模塊的功率密度，大幅改善由于漏感帶來的占空比丟失 問題，還可以保證批量生產時良好的參數一致性，原理樣機如圖11所示，樣機的具體參數如下：

　　工作頻率：f=300khz；

　　輸入直流電壓：vin=28v（16v ~36v）；

　　輸出直流電壓：vo=5v；

　　輸出直流電流：io=10a；

　　模塊體積：57.9×61×12.7mm3

　　圖12給出了在額定輸入、滿載輸出時，原邊主管驅動、副邊整流管及續流管驅動和輸出電壓紋波，可以看出紋波小于100mv，整流管與續流管驅動之間加入死區，并且整流管滯后于主管開通、提前于主管關斷。

　　圖13分別給出了不同輸入電壓，負載從10%io~90%io（1a~9a）以及從90%io~10%io（9a~1a）跳變時，各路輸出電壓的紋波波 形，由圖中可以看出，負載跳變時，16v、28v和36v輸入時輸出電壓的脈動分別為240mv、240mv和280mv，且恢復時間小于500μs。

　　圖14給出的分別是原理樣機在額定輸入不同負載輸出以及不同輸入電壓滿載輸出條件下的整機效率曲線，在額定輸入滿載輸出時整機的變換效率可達88%。

　　6 結束語

　　本文指出了柵極電荷保持的自驅型同步整流方法存在的缺點，并且提出了一種新的控制策略；另外本文以單端正激電路為例，分析了在同步整流輕載時需要注意的 問題；最后制作了一臺28v（16~36v）輸入，5v/10a輸出的模塊電源原理樣機，進行了實驗驗證。實驗結果表明，相對于二極管整流的單端正激變換 器，該拓撲結構和控制策略能夠有效地提高模塊電源的效率，同時具有體積小、動態性能好的優點，滿足低壓輸入大電流輸出模塊電源的應用需求。