世界各地有關降低電子系統能耗的各種倡議，正促使單相交流輸入電源設計人員采用更先進的電源技術。為了獲得更高的功率級，這些倡議要求效率達到87% 及以上。由于標準反激式 （flyback） 和雙開關正激式等傳統電源拓撲都不支持這些高效率級...要設計一個高效率的電源，就需要電源工程師牢牢掌握電源拓撲結構的扎實基本功。基于此，為了使廣大工程師對電源拓撲結構能有一個比較清晰的認識，電子發燒友網推出《電源設計關鍵之拓撲結構》系列文章，以饗讀者。敬請留意后續章節。

　　一、開關電源拓撲結構概述

　　主回路—開關電源中，功率電流流經的通路。主回路一般包含了開關電源中的開關器件、儲能器件、脈沖變壓器、濾波器、輸出整流器、等所有功率器件，以及供電輸入端和負載端。

　　開關電源（直流變換器）的類型很多，在研究開發或者維修電源系統時，全面了解開關電源主回路的各種基本類型，以及工作原理，具有極其重要的意義。

　　開關電源主回路可以分為隔離式與非隔離式兩大類型。

　　1. 非隔離式電路的類型：

　　非隔離——輸入端與輸出端電氣相通，沒有隔離。

　　1.1. 串聯式結構

　　串聯——在主回路中開關器件（下圖中所示的開關三極管T）與輸入端、輸出端、電感器L、負載RL四者成串聯連接的關系。

　　開關管T交替工作于通/斷兩種狀態，當開關管T導通時，輸入端電源通過開關管T及電感器L對負載供電，并同時對電感器L充電，當開關管T關斷時，電感器L中的反向電動勢使續流二極管D自動導通，電感器L中儲存的能量通過續流二極管D形成的回路，對負載R繼續供電，從而保證了負載端獲得連續的電流。

　　串聯式結構，只能獲得低于輸入電壓的輸出電壓，因此為降壓式變換。

　　1.2. 并聯式結構

　　并聯——在主回路中，相對于輸入端而言，開關器件（下圖中所示的開關三極管T）與輸出端負載成并聯連接的關系。

　　開關管T交替工作于通/斷兩種狀態，當開關管T導通時，輸入端電源通過開關管T對電感器L充電，同時續流二極管D關斷，負載R靠電容器存儲的電能供電；當開關管T關斷時，續流二極管D導通，輸入端電源電壓與電感器L中的自感電動勢正向疊加后，通過續流二極管D對負載R供電，并同時對電容器C充電。

　　由此可見，并聯式結構中，可以獲得高于輸入電壓的輸出電壓，因此為升壓式變換。并且為了獲得連續的負載電流，并聯結構比串聯結果對輸出濾波電容C的容量有更高的要求。

　　1.3.極性反轉型變換器結構

　　極性反轉——輸出電壓與輸入電壓的極性相反。電路的基本結構特征是：在主回路中，相對于輸入端而言，電感器L與負載成并聯。

　　開關管T交替工作于通/斷兩種狀態，工作過程與并聯式結構相似，當開關管T導通時，輸入端電源通過開關管T對電感器L充電，同時續流二極管D關斷，負載RL 靠電容器存儲的電能供電；當開關管T關斷時，續流二極管D導通，電感器L中的自感電動勢通過續流二極管D對負載RL供電，并同時對電容器C充電；由于續流二極管D的反向極性，使輸出端獲得相反極性的電壓輸出。

　　2. 隔離式電路的類型：

　　隔離——輸入端與輸出端電氣不相通，通過脈沖變壓器的磁偶合方式傳遞能量，輸入輸出完全電氣隔離。

　　2.1. 單端正激式

　　單端——通過一只開關器件單向驅動脈沖變壓器；

　　正激——脈沖變壓器的原/付邊相位關系，確保在開關管導通，驅動脈沖變壓器原邊時，變壓器付邊同時對負載供電。

　　該電路的最大問題是：開關管T交替工作于通/斷兩種狀態，當開關管關斷時，脈沖變壓器處于“空載”狀態，其中儲存的磁能將被積累到下一個周期，直至電感器飽和，使開關器件燒毀。圖中的D3與N3構成的磁通復位電路，提供了泄放多余磁能的渠道。

　　2.2. 單端反激式

　　反激式電路與正激式電路相反，脈沖變壓器的原/付邊相位關系，確保當開關管導通，驅動脈沖變壓器原邊時，變壓器付邊不對負載供電，即原/付邊交錯通斷。脈沖變壓器磁能被積累的問題容易解決，但是，由于變壓器存在漏感，將在原邊形成電壓尖峰，可能擊穿開關器件，需要設置電壓鉗位電路予以保護D3、N3構成的回路。從電路原理圖上看，反激式與正激式很相象，表面上只是變壓器同名端的區別，但電路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。

　　2.3. 推挽（變壓器中心抽頭）式

　　這種電路結構的特點是：對稱性結構，脈沖變壓器原邊是兩個對稱線圈，兩只開關管接成對稱關系，輪流通斷，工作過程類似于線性放大電路中的乙類推挽功率放大器。

　　主要優點：高頻變壓器磁芯利用率高（與單端電路相比）、電源電壓利用率高（與后面要敘述的半橋電路相比）、輸出功率大、兩管基極均為低電平，驅動電路簡單。

　　主要缺點：變壓器繞組利用率低、對開關管的耐壓要求比較高（至少是電源電壓的兩倍）。

　　2.4. 全橋式

　　這種電路結構的特點是：由四只相同的開關管接成電橋結構驅動脈沖變壓器原邊。

　　圖中T1、T4為一對，由同一組信號驅動，同時導通/關端；T2、T3為另一對，由另一組信號驅動，同時導通/關端。兩對開關管輪流通/斷，在變壓器原邊線圈中形成正/負交變的脈沖電流。

　　主要優點：與推挽結構相比，原邊繞組減少了一半，開關管耐壓降低一半。

　　主要缺點：使用的開關管數量多，且要求參數一致性好，驅動電路復雜，實現同步比較困難。這種電路結構通常使用在1KW以上超大功率開關電源電路中。

　　2.5. 半橋式

　　電路的結構類似于全橋式，只是把其中的兩只開關管（T3、T4）換成了兩只等值大電容C1、C2。

　　主要優點：具有一定的抗不平衡能力，對電路對稱性要求不很嚴格；適應的功率范圍較大，從幾十瓦到千瓦都可以；開關管耐壓要求較低；電路成本比全橋電路低等。這種電路常常被用于各種非穩壓輸出的DC變換器，如電子熒光燈驅動電路中。

　　二、為什么要選擇反激拓撲結構？

　　條件：Vin=25~125V，Vout=12.5，Iout=32

　　為什么選用反激拓撲？

　　許多書籍都有提到，反激拓撲適用于150W以下功率，但是具體的原因卻很少分析，我嘗試做些解釋。從三個方面分析：開關管、磁性器件、電容。

　　初級開關管（MOSFET）。假設輸入電壓恒定為60V，情況同上。從兩個方面考慮反激、正激、半橋：選用mosfet的最大耐壓和流過mosfet的最大電流有效值。

　　可見在理想狀態下，三種拓撲的差別并沒有體現在初級mosfet的導通損耗上（注意半橋使用了兩個功率mosfet），開關管的另一個損耗是開關損耗，公式的推導見EXEL文件。假設開通關斷有相同損耗，電感量無窮大，則計算公式如下：

　　反激：

　　正激：

　　半橋：

　　從公式可以看出，在只針對一個輸入電壓點優化的情況下，反激的開關損耗最大，正激和半橋沒有區別，這是限制反激大功率運用的一個原因。

　　次級mosfet

　　次級mosfet都是零電壓開通關斷，不存在開關損耗

　　次級mosfet的導通損耗同樣限制了反激在大功率場合的運用，mosfet體內二極管的反向恢復同樣產生損耗，值得注意的是這個損耗源于次級，發生在初級mosfet，計算公式如下

　　考慮到半橋的占空比D可以是0.9，所以以上三個公式基本上沒有區別。

　　3、磁性器件。反激的變壓器等效理想變壓器和電感器的結合，不知道該如何正激和半橋的磁性器件比較，這里只討論下為什么反激變壓器中漏感的影響大。具體分析見EXEL中《磁性器件》頁面

　　4、電容。同樣關心電容的電流應力和電壓。電壓應力沒什么區別。

　　輸入電容電流應力基本沒有區別，輸出電容上反激的電流應力很糟糕，但需要注意的是，輸出電容的電流應力與輸出電流成正比，與輸出功率并沒有直接關系，正激和半橋的輸出電容電流應力為0是因為電感假設為無窮大，實際值與△I有關。

　　5、總結：通過以上分析，反激不適合大功率引用原因如下：

　　初級mosfet開關損耗

　　變壓器漏感導致的損耗

　　輸出電容電流應力

　　上面的計算基于輸入電壓恒定為60V，但實際情況是25~125V。這個情況下，反激拓撲顯示出它的優勢，可能更恰當的說應該是正激、半橋變得更加難以設計，其原因在于占空比變化過大，導致次級開關管電壓應力大，同時初級mosfet的開關損耗可能超過反激

　　因為功率為400W，我考慮三個方案：全橋，雙相交錯有源嵌位正激或反激。全橋初級需要四個mosfet，且驅動要浮驅，比較難找到合適的驅動芯片;雙相交錯有源嵌位正激需要兩個N管，兩個P管，同樣有驅動芯片難找的問題;同時因為以前沒有做過反激，對反激比較感興趣，在一個以前的同事建議下選擇雙相交錯反激。后來事實證明我當時錯誤估計了漏感的影響，導致了使用復雜的吸收電路。

　　三、開關電源DC/DC變換器拓撲結構集錦

　　給出六種基本DC/DC變換器拓撲

　　依次為buck，boost，buck-boost，cuk，zeta，sepic變換器

　　半橋變換器也是雙端變換器，以上是兩種拓撲。

　　半橋開關管電壓應力為輸入電壓。而且由于另外一個橋臂上的電容，具有抗偏磁能力，但是對于上面一種拓撲，通常還會加隔直電容來提高抗偏磁能力。但是如果采用峰值電流控制，要注意一個問題，就是有可能會導致電容安秒不平衡的問題。要需要其他方法來解決。歡迎轉載，本文來自電子發燒友網（http://www.asorrir.com/）

　　半橋變換器可以通過不對稱控制來實現ZVS，也就是兩個管子交替導通，一個占空比為D，另外一個就為1-D.就是所謂的不對稱半橋，通常采用下面一種拓撲。對于不對稱半橋可以采用峰值電流控制。

　　正激變換器

繞組復位正激變換器

LCD復位正激變換器

RCD復位正激變換器

有源鉗位正激變換器

雙管正激

吸收雙正激

有源鉗位雙正激

　原邊鉗位雙正激

軟開關雙正激

推挽變換器

無損吸收推挽變換器

推挽正激

　　推挽變換器：推挽變換器是雙端變換器。其實是兩個正激變換器通過變壓器耦合而來，基本推挽變換器好處是驅動不需隔離，變壓器雙端磁化，只要兩個開關管。但是，變壓器繞組利用率低，開關管電壓應力為輸入兩倍，所以一般只適合低壓輸入的場合。而且有個問題就是會出現偏磁，所以要采用電流型控制等方法來避免。

　　如果將兩個雙管正激同樣耦合，可以構成四開關管的推挽變換器，也就是所謂的雙雙管正激。其管子電壓應力下降為輸入電壓。其他等同。 歡迎轉載，本文來自電子發燒友網（http://www.asorrir.com/）

　　推挽正激是最近出現的一種新拓撲，通過一個電容來解決變換器漏感尖峰，偏磁等問題。在VRM中有應用。

　　半橋變換器也是雙端變換器，以上是兩種拓撲。

　　半橋開關管電壓應力為輸入電壓。而且由于另外一個橋臂上的電容，具有抗偏磁能力，但是對于上面一種拓撲，通常還會加隔直電容來提高抗偏磁能力。但是如果采用峰值電流控制，要注意一個問題，就是有可能會導致電容安秒不平衡的問題。要需要其他方法來解決。

　　半橋變換器可以通過不對稱控制來實現ZVS，也就是兩個管子交替導通，一個占空比為D，另外一個就為1-D.就是所謂的不對稱半橋，通常采用下面一種拓撲。對于不對稱半橋可以采用峰值電流控制。

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半橋變換器

　　全橋變換器在大功率場合是最常用了，特別是移項ZVS和ZVZCS 接下去，會收集一些三電平變換器貼出來，在以后就給出boost族的 隔離變換器。..。反激變換器。..。.正反激變換器。..。..APFC.。...PPFC.。.. 單級PFC.。..。諧振變換器等。..。.

三電平變換器（three level converter）

　　選了看起來比較舒服的兩個拓撲，這些三電平是半橋演化而來，同樣可以演化出多電平變換器，合適高壓輸入場合。而且可以通過全橋的移相控制方式實現軟開關。

四、離線LED驅動器不同的拓撲選擇

　　在考慮使用LED驅動器將AC輸入電壓轉換為用于LED負載的恒定電流源的拓撲時，將LED應用分為三種功率水平是有幫助的：(1)低功率應用。要求輸入低于20W，例如燈條、R燈和白熾燈的替換品;(2)中等功率應用。輸入最高為50W，例如天花板筒燈和L燈;(3)高功率應用。要求輸入高于50W，例如標牌燈或街燈。設計人員在這三種功率范圍內面對不同的挑戰組合，包括成本、安裝LED驅動器的空間、效率、設計復雜性、功率因數、平均失效時間(mean-time-to-failure, MTTF)以及可靠性，上述只是諸多挑戰中的一些。本文將推薦在這三種基本功率范圍內使用的基本拓撲以應對設計挑戰。

　　低功率解決方案面向小尺寸照明燈應用，這些應用要求安裝LED驅動器的設計體積小，通過控制流過LED的電流來達到穩定的光輻射，并具有高效率和低成本。為了符合“能源之星(Energy Star)”對于照明器具的規劃要求，對于住宅燈具的功率因數必須≥0.7，并且對于輸入功率大于5W的商業應用，功率因數必須≥ 0.9。

　　(1)如果不需要LED驅動器隔離，降壓調節器拓撲具有最低的BOM成本，因而是可以考慮的低成本解決方案。圖1為非隔離降壓拓撲示例，包括了功率因數校正和調光能力，僅有一個磁性元件(一個簡單電感)和一個單一MOSFET/二極管對，用于降壓功率轉換。如果輸入電壓高于LED負載所需的輸出電壓，此拓撲為最佳選擇。

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　　圖1 帶有PFC的非隔離降壓轉換器

　　在需要隔離LED驅動器時，一個好的拓撲選擇就是初級端調節(primary-side regulated，PSR)反激拓撲;圖2是一個PSR反激LED驅動器示例。無需次級端反饋，可以降低成本，因而此拓撲的元件數目較少，可以實現良好的恒定電流調節。控制器中可以集成MOSFET以減少BOM數目及減少印刷線路板空間。因無需使用用于次級反饋的光隔離器PSR反激的可靠性得以提高。

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　　圖2 初級端調節轉換器

　　對于PSR反激拓撲，不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)是首選的工作模式，因為它可以更好地調節輸出。典型波形如圖3所示。

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　　圖3 DCM反激轉換器波形

　　當PSR LED驅動器以恒定電壓調節模式工作時，在電感器電流放電時間Tdis期間，輸出電壓和二極管正向電壓降之和被反映至輔助線圈端。因為二極管正向電壓降隨著通過二極管的輸出電流減少而減少，在二極管放電時間Tdis的末端，輔助線圈電壓反映了輸出電壓。通過在二極管放電時間末端對輔助線圈電壓進行采樣，獲得輸出電壓的信息。

　　當以恒定電流調節模式工作時，使用峰值漏極電流IPEAK和電感電流放電時間Tdis可以估算輸出電流，因為在穩定狀態下輸出電流與二極管電流的平均值相同。采用飛兆半導體創新的TRUECURRENT?技術，可以精確控制恒定電流輸出。

　　PSR拓撲的效率可以達到85%。作為一個例子，考慮8.4W的應用，LED驅動器的總功率損耗在85VAC輸入時測得為1.32W。損耗的支出，最大來自于變壓器，估計為0.55W，隨后是緩沖電路(如圖2所示，二極管與并聯的電阻和電容串聯，跨接在變壓器初級線圈上)，其損耗為0.31W，MOSFET的損耗為0.26W，以及輸出整流和橋式整流器一起的0.20W損耗。

　　(2)變壓器和緩沖電路通常是較主要的功率耗散組件，由于來自變壓器的漏電感，因而需要緩沖電路來防止電壓施壓在MOSFET上，假如未注意到這兩個設計方面，印刷線路板和輸入EMI濾波器也可以成為顯著的功率耗散來源。

　　總體1.32W損耗可能看起來并不是功率損耗的重要來源，但在一個低功率LED驅動器中，LED負載靠近驅動器，因而使設計發熱的是總體負載功率加上驅動器損耗。熱傳遞不會選擇強制冷卻氣流，因而上面引用的示例必須使用能夠從半導體和電氣器件中高效傳導8.4W功率的燈具，以便維持可靠性。假如散熱解決方案不能夠平衡這一功率并保持元件低溫，那么，使用電解電容器會減少設計的平均無故障工作時間(MTTF)。

　　中等功率解決方案仍然要求小體積設計和功率因數校正。在該功率范圍內效率和可靠性仍然是重要的設計制約。可使用的良好拓撲是單級功率因數校正反激拓撲，如圖4所示。

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　　圖4.單級PFC反激轉換器

　　單級設計減少了元件數目并且無需輸入大體積電容器，不僅節省了設計空間，而且也降低了成本。用于功率因數校正控制的反激，使用了次級反饋。采用這些中等功率反激拓撲設計，可實現高達84%的效率。因為拓撲采用反激方式，在該LED驅動器設計中，變壓器和緩沖電路仍然是主要的功耗損耗來源。在中等功率范圍中，較高的功率水平增加了緩沖電路的功率損耗，因為緩沖電路損耗與變壓器漏電感和MOSFET中峰值電流平方的乘積成比例。在該中等功率設計中，變壓器的尺寸正在增加，而且MOSFET中的峰值電流也在增加。

　　大功率解決方案關注最佳的效率和可靠性，合理的成本以及較少的BOM數目。推薦使用兩級式LED驅動器。第一級用于功率因數校正，隨后是DC-DC轉換級來調節恒定電流輸出。第一級可以采用與中等功率范圍單級PFC反激轉換器設計相同的控制器。為了在該兩級方法中減少元件數目，在第一級上，控制器集成了一些元件和特性。

　　這里推薦兩種次級DC-DC轉換器選擇：準諧振反激，用于低于100W的應用，或者LLC拓撲，用于高于100W的應用。反激方案可以達到合理的效率，相對于LLC拓撲選擇，它是不太復雜的拓撲。通過降低導通開啟時的電容電壓，QR拓撲減少了與MOSFET輸出電容相關的開關損耗。QR拓撲MOSFET軟開關也減少了EMI。然而，對于LLC拓撲，較好的效率歸功于MOSFET的零電壓開關(zero voltage switching)，而且可以使用小型保持(holdup)電容器。在該兩級方法中可以實現高達92%的效率。圖5和圖6顯示了QR和LLC拓撲。請注意圖6中的LLC電路使用了變壓器的漏電感和磁化電感以建立LLC諧振電路。

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　　圖5 兩級PFC + QR反激示例

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　　圖6 兩級PFC + LLC示例

　　大功率應用通常使用多串LED。圖6顯示了使用次級控制器來平衡通過不同LED串負載的電流。

　　結論

　　本文針對三種不同功率范圍的離線LED驅動器應用，推薦了不同的拓撲。根據不斷增加的LED負載功率水平，提出了降壓轉換器、PFC單級反激，以及兩級PFC反激，并隨后提出了QR反激或LLC方案。每種推薦的拓撲方案都基于安裝LED驅動器的可用設計空間、效率要求、可靠性、成本和設計復雜性等考慮，能夠最好地滿足上述限制條件。