針對通信電源中DC/DC 變換器的移相全橋主電路進行了分析和研究，在此基礎(chǔ)上提出了采用改進型倍流整流移相全橋電路，來克服傳統(tǒng)ZVS PWM 全橋變換器存在的一些問題。

　　1 集中供電方式通信電源系統(tǒng)

　　為了保證穩(wěn)定、可靠、安全供電，通信電源系統(tǒng)可采用集中供電、分散供電、混合供電或一體化供電方式。其中集中供電方式通信電源系統(tǒng)的組成框圖如圖1 所示。

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　　圖1 集中供電通信電源系統(tǒng)示意圖

　　目前， 國內(nèi)外通信電源仍然大都采用模擬和數(shù)字相結(jié)合的控制方式， 大量應(yīng)用數(shù)字化技術(shù)的還主要是保護和監(jiān)控電路以及與系統(tǒng)的通信，完成電源的起動、輸入與輸出的過、欠壓保護，輸出的過流與短路保護及過熱保護等，通過特定的界面電路，也能完成與系統(tǒng)間的通信與顯示， 但PWM 部分仍然采用專門的模擬芯片。如中興和華為目前還是采用傳統(tǒng)的模擬技術(shù)，艾默生已有部分產(chǎn)品采用了全數(shù)字的控制，但其EMC、環(huán)路穩(wěn)定性等問題還有待于改善。

　　本文針對通信電源的特點及現(xiàn)狀， 采用倍流整流的移相全橋變換器作為主電路，進行了關(guān)鍵參數(shù)的計算，并設(shè)計出樣機進行分析仿真結(jié)果。

　　2 改進型倍流整流移相全橋變換器關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

　　倍流整流主電路結(jié)構(gòu)如所圖2 示。該電路由全橋逆變和倍流整流電路組成，根據(jù)負載大小的不同，該電路可工作在斷續(xù)和連續(xù)模式，在斷續(xù)狀態(tài)下，副邊二極管自然換流，沒有反向恢復(fù)引起的電壓尖峰， 也沒有占空比丟失的情況發(fā)生， 但占空比較小，效率較低。

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　　圖2 倍流整流主電路

　　在連續(xù)模式下(如圖3 所示)，要從實現(xiàn)副邊整流二極管的自然換流以及實現(xiàn)滯后管ZVS 兩個方面著手。而實現(xiàn)這兩點的關(guān)鍵在于阻斷電容和輸出濾波電感的優(yōu)化設(shè)計。

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　　圖3 電路連續(xù)模式波形圖

　　下面對這兩個元件的選擇作出分析。

　　2.1 阻斷電容設(shè)計

　　阻斷電容上的電壓使得原邊電流在零電平時快速下降，所以副邊整流二極管在副邊電壓為零階段能換流結(jié)束， 從而避免了二極管的反向恢復(fù)問題，并且二極管換流結(jié)束后，由于二極管的自然阻斷能力，電感上的電流反向后可以流經(jīng)副邊，從而折射回原邊給滯后管提供能量實現(xiàn)ZVS。從這個意義上來說，阻斷電容越小越好。但是，在中的t6時刻，變壓器原邊繞組上的電壓最大，即Vpmax=-(Vin-Vcbp)，Vcbp是阻斷電容上的最大電壓，副邊整流二極管上的電壓應(yīng)力為：

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　　所以阻斷電容越小，其上的電壓也會越高，從而增大了副邊整流二極管的電壓應(yīng)力。

　　從這個意義上來說，阻斷電容不宜過小。所以，阻斷電容的選取，是在可以保證二極管自然換流的前提下，越大越好。

　　從圖3 中可以看到，二極管t3在時刻換流結(jié)束。最壞的情況是，在電壓開始建立的時候，二極管剛好換流結(jié)束，也即t3=t4時。此時，ip減小到最小值：

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　　而在t2時刻：

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　　在t2～t3時間段內(nèi)，原邊電容和漏感諧振，阻斷電容的電壓、原邊電流為：

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　　所以二極管能夠自然換流的條件是：

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　　上式推出了二極管在t4時刻完成換流的條件， 它與阻斷電容上的電壓Vcb有關(guān)。

　　在t0～t2時間段內(nèi)：

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　　其中，k 為原副邊匝比。I10、I20分別為iLf1、iLf2在t0時刻的值。

　　由式(2)， 有I10=ILfmax，可以得出ip在[t0～t2]時間段內(nèi)的表達式：

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　　可以得出，在t2時刻，電容上的電壓：

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　　而從式(1)可得：

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　　從上面分析可以推導(dǎo)出：

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　　實際設(shè)計中，可以通過該式確定阻斷電容Cb的值。

　　2.2 濾波電感設(shè)計

　　濾波電感有兩個作用。一是濾波作用，減小輸出紋波，從這個意義上說，電感值越大越好。二是為原邊開關(guān)管的ZVS 提供能量，電感電流必須可以減小到零且有一定的負值，從這方面來說，電感必須小于一定值。所以設(shè)計電感的原則是，在滿載能夠?qū)崿F(xiàn)滯后管軟開關(guān)的前提下，電感取最大值。

　　3 基于Buck 變換器的小信號模型設(shè)計

　　Buck 變換器只有兩種工作模態(tài)，即開關(guān)管導(dǎo)通和開關(guān)管截止?fàn)顟B(tài)。

　　首先為理想的Buck 變換器在一個開關(guān)周期內(nèi)的兩種不同工作狀態(tài)建立狀態(tài)方程和輸出方程。這里取電感電流iL(t)和電容電壓uc(t)作為狀態(tài)變量，組成二維狀態(tài)向量x(t)=[iL(t)，uc(t)]T;取輸入電壓ui(t)為輸入變量，組成一維輸入向量u(t)=[ui(t)];取電壓源的輸出電流is(t)，變換器的輸出電壓u0(t)作為輸出變量，組成二維輸出向量y(t)=[is(t)，u0(t)]T。

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　　圖4 Buck 變換器拓撲圖

　　4 基于倍流整流移相全橋變換器的小信號模型設(shè)計

　　倍流整流移相全橋變換器是在BUCK 變換器的基礎(chǔ)上推導(dǎo)出來的，兩種變換器都是典型的二階系統(tǒng)。由它的狀態(tài)空間矩陣得到控制輸出的傳遞函數(shù)為：

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　　代入相關(guān)參數(shù)可得到該傳遞函數(shù)的波特圖如圖5 所示：

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　　圖5 倍流整流移相全橋變換器傳遞函數(shù)波特圖

　　5 通信電源的實驗研究

　　基于以上分析， 本文設(shè)計了一個輸出電壓和輸出電流分別為48V 和15A 通信電源的樣機，主電路由橋式逆變電路、高頻變壓器及阻斷電容、輸出整流濾波電路等組成。外圍電路包括采樣電路、驅(qū)動電路、過流保護電路等的設(shè)計。

　　5.1 采樣電路設(shè)計

　　輸入電壓和輸出電壓采用線性光耦HCNR201 采樣， 如圖6 所示。輸出電流和輸入電流采樣采用電流LEM，該方法精確可靠，實現(xiàn)了電隔離，但成本較高，且需要精確的±15V 直流電源。

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　　圖6 電壓采樣電路

　　5.2 驅(qū)動電路設(shè)計

　　MOS 型器件的理想驅(qū)動波形應(yīng)有合理的脈沖上升沿和下降沿、足夠大的驅(qū)動功率、合適的驅(qū)動正向電壓和反向電壓。本電源移相全橋拓撲的四路驅(qū)動信號占空比大小固定; 開關(guān)頻率較高，為100K，要求有較強的抗干擾能力。

　　5.3 過流保護電路設(shè)計

　　電壓型電流傳感器(霍爾器件)檢測到輸出電流，經(jīng)過RC 電路濾波后送到比較器的正相輸入端，而設(shè)定的電壓給定值接比較器的反向輸入端，兩個量進行比較，當(dāng)大于給定值時，說明輸出過流，此時比較器輸出高電平，三極管導(dǎo)通，發(fā)光二極管發(fā)光提示過流，同時PDPINTA 為低電平，然后接入到DSP。GPIOA5 送出的是保護信號，當(dāng)軟件出現(xiàn)保護時，GPIOA5 為高電平，其相應(yīng)的比較器輸出為高電平，同樣使得PDPINTA 為低電平。

　　5.4 軟件設(shè)計

　　軟件設(shè)計包括主程序、通信子程序、雙環(huán)調(diào)節(jié)子程序、A/D 轉(zhuǎn)換中斷、PWM1 和PWM3 產(chǎn)生中斷、PWM2 和PWM4 產(chǎn)生中斷。

　　5.5 實驗方法和結(jié)果分析

　　實驗結(jié)果表明：采用積分分離的控制算法，超調(diào)量減小，調(diào)節(jié)時間減小，從而改善了動態(tài)性能。倍流整流電路較全波整流來說，占空比丟失小、沒有二極管的反向恢復(fù)以及滯后管實現(xiàn)軟開關(guān)更容易。