由于工作性質和溫控有關，公司主要從事恒溫焊臺開發，常用純硬件936系列焊臺多采用on/off控制方式，這種控制嚴格意義上來說都算不上是恒溫，因為實際溫度總是在目標溫附近上下跳動。為了提升自己的能力本人自學了PID原理，決心要設計一款真正意義上恒溫的純硬件936焊臺。憑借平時的模電積累以及運放的扎實基礎設計起來倒是比較順利，但是電路確實比較復雜用在焊臺上有點浪費，不過相信對某些領域有一定的借鑒意義大家可以根據模塊電路靈活借鑒。

參考電壓，決定目標溫度值

此電路很簡單無非是通過R10電位器線性改變VRF的電壓值，注意VRF和目標溫度之間并不是直接相等的關系后面的PID電路部分會給出VRF與目標VT之間的關系。

差分信號放大及溫度零點校準

本電路要實現的功能是VT=K*（VT+ - VT-） - K1*VF，其中K、K1和VF為常數，VF為零點校準電壓可通過R18調整。這個電路不同于經典減法電路，經典減法電路可以去掉一級運放U1C，但需要對VT+電壓進行電阻分壓后輸入到運放同相端12腳，但是在此電路中分壓會破壞VT+和VT-的差分特性，并且VT+的輸出能力很有限分壓電阻還會改變VT+的實際電壓導致測溫偏差，經典減法電路VT-直接輸入R49也存在此問題。

遇到這種情況經典減法電路通常采用兩個運放做輸入級差分后再加一級運放做減法，采用本電路后可減少一級運放具有一定的借鑒意義。我設計這個電路的初始依據是：

根據傳統減法電路之所以要將VT+做分壓處理是為了在減法推導公式里面制造一個特殊情況使某些多項式可以合并這樣才能把公式最終化簡為K（VT+ - VT-），我的想法也很簡單：如果不給VT+分壓，能不能給VT-做適當的處理最后同樣使多項式合并得到K（VT+ - VT-）的目的呢？通過虛短定理列出VT+，VT-，VT三者關系的表達式，化簡來化簡去最后得出需要把VT-放大（220+220+2.2）/220倍同樣可以得到K（VT+ - VT-）的結果，不過K的數值是經典電路的2倍。

下面我給大家論證一下這個電路的工作原理：

U1C的8腳電壓為VT-（220+220+2.2）/220（代式1），交代一下R39，R40，R18，R41這一塊電路理論上必須是一個恒壓電路，通過R18可改變R42左邊的電壓值這個電壓值我叫他VF。虛短定理U1D13腳電壓等于VT+，好了交代完畢，

輸出VT=220*［（VT+ - 代式1）/2.2 + （VT+ - VF）/2.2］+ VT+；

將代式1代入后算得結果：VT=［（2.2+2*220）/2.2］ *（VT+ - VT- ） - 220VF/2.2;說實話本來是想實現K=K1的，但是VF那一路電路會更加復雜在此暫不做討論。

PID運算電路

有了上面的VT和VRF信號現在可以做PID算法了！其中Vout為PID運算結果。分析之前先交代一下： 1.R9左邊為比例輸入電壓為VT；

2.R4左邊為微分輸入電壓為微分d，D9，D10，C3，C22為有極性電容組成的無極性電路總電容量應該還是100uF，L1的作用為 增加高頻阻抗——減小高頻增益削弱干擾信號；

3.R2左邊為積分輸入電壓為 i ，i 等于Vout的積分，積分時間由R1，R12，C2決定。D11為穩壓管限制 i 的范圍為（VRF-4.3）~（VRF+0.7），限制積分的范圍可加速進入恒溫狀態，積分完成后 i =VRF-Vout。

上圖中的比例電路不僅包含比例運算，同時還合并了微分放大和比例、積分、積分求和等功能。這部分電路實質上就是一個常用的加法電路+減法電路+比例放大電路的合體。根據虛短定理U1A的2腳電壓=VRF，再根據虛斷特性流過R3的電流等于流過R2，R4，R9的電流之和 I249=（VRF-VT）/100K +（VRF-i）/510K +（VRF-d）/10K，Vout=510K*I249+VRF;

將兩個代式合并后：Vout=510K*［VRF-VT）/100K +（VRF-i ）/510K +（VRF-d ）/10K］+VRF;

等式變換后：Vout=5.1（VRF-VT） +Vout（積分）+51（VRF-d ）+VRF;

其中：

1.比例P=（VRF-VT） ，5.1為比例系數；

2.積分I=Vout（積分）；

3.微分D=（VRF-d ），51為微分系數；

注意當進入恒溫后d=VRF，此時去掉積分后Vout應該為零，得：5.1（VRF-VT） +51（VRF-d ）+VRF=0

d=VRF代入后：5.1（VRF-VT）=-VRF 得：VT=6.1VRF/5.1，6.1VRF/5.1為恒溫時的目標溫度VT值！！！

得到Vout信號后還要輸入下一級電路，根據Vout的大小改變加熱開關的占空比：

振蕩及脈寬調制電路 鋸齒波振蕩電路模塊產生鋸齒波，具體的產生過程：12V電壓經過R20電阻給C10充電，U5B比較器通過比較C10與R24的對地電壓：

1. R24對地電壓=12V*7.5/（10+7.5）=5.14V；

2. C10的對地電壓隨著充電的進行逐漸上升在這個電壓遠低于12V前這個上升過程近似于線性上升，如對線性度有比較嚴格的要求可以考慮將R20替換為一個恒流電路。

當C10的電壓充到略高于5.14V時，U5B比較器翻轉7腳輸出高電平，此時Q8飽和——R24電壓被拉至1V左右，振蕩穩定后這個1V的電壓其實就是C10周期性充放電的充電起始電壓。由于Q3的發射極并非直接接地而是接同步信號“SYNC”，在同步信號（低電平脈沖）到來之前C10還將繼續充電，直到同步脈沖到達Q3發射極C10瞬間放電至1V左右U5B 7腳輸出低電平C10由放電轉為充電，U5B 6腳電壓上升到5.14V開始新一輪的充電周期。同步電路如下圖所示：

市電零點同步電路

同步電路的作用為：在市電上升或下降過零點時輸出低電平脈沖，脈沖寬度由C14，C19，R29，R33參數決定。這樣可以使鋸齒波振蕩波形與市電同步，這樣做可以保持輸出功率 在不同控制周期中的均衡性，也就是當Vout的電壓恒定為一個值后加熱功率也能穩定在一個數值。 脈寬調制部分：Vout與C10的充電鋸齒波進行比較，當C10充電電壓低于Vout時U5A輸出高電平，充電電壓高于Vout輸出低電平。因此控制Vout的高低就可以線性控制輸出高電平的寬度從而達到脈寬調制的目的。R37，R38使在U5A比較器電平翻轉時 3腳（同相端）形成一個比較小的電壓緩沖區間，這樣可以鎖定翻轉，不會在翻轉時由于Vout電壓的紋波出現U5A輸出抖動。后面才想到R37替換為一個電容更好，否則3腳與Vout電壓之間總是會存在一個壓差。R37換為電容后3腳電壓只在U5A輸出翻轉的瞬間3腳才會與Vout電壓存在壓差。R37電容與R38電阻的充放電時間參數要盡量短否則會影響整體電路的正常工作。

U5A輸出后經過D7再到Q2的發射極，在同步信號未觸發時Q2集電極無輸出，只有在U5A 1腳輸出高電平 并且有同步觸發時Q2集電極輸出高電平脈沖觸發U4光耦——觸發Q1可控硅——發熱芯得電加熱。在此我特別說一下D7和D8的作用，可能有很多人會覺得D7D8多余，其實不然：我也是在工作中曾經遇到過三極管發射結反向擊穿造成電路異常，當時一度不得其解明明電壓很低為什么還會發生擊穿的問題，后面一查三極管規格書大跌眼鏡！原來一般的三極管發射結的反向耐壓都很低，低到你都不敢相信的5，6V（S8550只有6V）。之前因為三極管都是發射極直接接電源或地一般不存在反向電壓的問題，可能都忽視了這項參數不信大家可以查一下。

最后再貼上電源電路部分：